首页> 中国专利> 一种基于有效开关时间的三相四开关逆变器脉宽调制方法

一种基于有效开关时间的三相四开关逆变器脉宽调制方法

页面导航

摘要
著录项
法律信息
说明书
相似文献

摘要

本发明公开了一种基于有效开关时间的三相四开关逆变器脉宽调制方法，开关管在一个调制周期内的有效开关时间由逆变器的调制电压、直流母线电压、电容电压以及调制周期计算得到；电容电压波动的情况被考虑了进来，有效开关时间能够根据电容电压的波动进行实时的调节。本发明通过移动有效开关时间在一个调制周期内的位置，可以灵活地改变等效零矢量的构造方式，将得到的各开关管驱动信号用以对逆变器进行驱动控制。此外，本发明方法还省去了目标电压矢量所在扇区的判断环节，极大地简化了计算过程，可应用于三相四开关逆变器的控制领域，如由三相四开关逆变器供电的电机驱动系统、并网逆变器或有源滤波器中对逆变器的控制。

著录项

公开/公告号CN105932894A

专利类型发明专利
公开/公告日2016-09-07

原文格式PDF
申请/专利权人浙江大学;
展开▼

申请/专利号CN201610398904.3
发明设计人孙丹;苏均攀;周文志;
展开▼

申请日2016-06-07
分类号
代理机构杭州天勤知识产权代理有限公司;
代理人胡红娟
地址 310027 浙江省杭州市西湖区浙大路38号
入库时间 2023-06-19 00:26:11

法律信息

法律状态公告日

法律状态信息

法律状态
2018-04-10

授权

授权
2016-10-05

实质审查的生效 IPC(主分类):H02M7/48 申请日:20160607

实质审查的生效
2016-09-07

公开

公开

说明书

技术领域

本发明属于逆变器控制技术领域，具体涉及一种基于有效开关时间的三相四开关逆变器脉宽调制方法。

背景技术

随着电力电子器件及其控制技术的迅速发展，电力电子逆变器在交流电机变频调速、新能源发电等场合已得到广泛应用。其中，功率开关器件及其驱动电路是逆变器的重要组成部分，同时也是最易发生故障的薄弱环节，是系统可靠性的重要制约因素。而一旦逆变器发生故障，如果不采取相关补救措施，将会引起系统二次故障而严重影响系统运行的安全。如果故障发生在交通运输、航空航天等重要场合，将造成不可弥补的灾难性事故。

实际应用中，为提高逆变器发生故障时系统运行的可靠性，有学者提出了故障后的替代电路。如图1所示，通过在传统三相六开关逆变器的拓扑结构上增加硬件开关，当逆变器某一相功率器件发生故障时，通过关断故障相开关器件的触发脉冲或者熔断快速熔断丝，同时触发导通与该相连接的固态继电器(SSR)使得故障相接至两电容中间接点，逆变器重构得到三相四开关型逆变器拓扑结构。由于其硬件结构简单，利用了逆变器剩余的功率开关器件保持系统不间断运行，很好的提高了系统运行可靠性，因此三相四开关逆变器具有重要的研究价值。

目前，针对三相四开关逆变器的控制方法主要是空间矢量脉宽调制(SVPWM)，常规SVPWM算法在进行扇区判断时默认电容电压不发生波动。而在实际工程运用中，由于有一相负载电流周期性流过电容中性点，电容的充放电势必会导致电容中点电压的波动，特别是在低频大电流工况下，电容电压波动尤为严重。此时，基本电压矢量如图2所示，如果仍采用常规SVPWM方法，在扇区判断时没有考虑电容电压的波动，基本矢量的选取将会出现错误，导致逆变器调制出的三相电压不平衡，影响了系统的运行性能。

为解决因电容电压波动带来的逆变器调制出的电压矢量出现偏差的问题，公开号为CN104539220A的中国发明专利提出了一种三相四开关逆变器自适应脉宽调制方法。利用该专利提出的方法，逆变器的触发脉冲能够根据电容电压的波动进行实时调节，实现自适应脉宽调制控制。但是，利用该脉宽调制方法得到的是开关管在一个调制周期内开始触发导通的时刻，并不能根据需要灵活地改变等效零矢量的构造方式，这也进一步限制了算法的灵活性。

为此，需要探索一种新的方法，既能够简化计算过程，并能根据需要灵活地改变等效零矢量的构造方式，又能够根据电容电压的实时波动情况，准确有效地调制出所需的目标电压矢量，保证系统的稳定运行。

发明内容

由此，本发明提供了一种基于有效开关时间的三相四开关逆变器脉宽调制方法，该方法无需扇区判断，同时将电容电压的波动考虑了进来，并且能根据控制目标，灵活地改变等效零矢量的构造方式。

一种基于有效开关时间的三相四开关逆变器脉宽调制方法，包括如下步骤：

(1)采集三相四开关逆变器的直流母线电压V_dc以及与直流电源负极相连的电容电压V_c2；

(2)将所述逆变器的调制电压转换至静止α-β坐标系下，得到电压矢量V_αβ；

(3)根据直流母线电压V_dc、电容电压V_c2以及电压矢量V_αβ，计算确定所述逆变器两开关相上桥臂开关管对应的有效开关时间；

(4)在一个调制周期T_pwm内通过对所述有效开关时间进行移位以及拆分，可以灵活地改变等效零矢量的构造方式，从而得到逆变器两开关相上桥臂各开关管对应的驱动信号，用以实现对逆变器的控制。

所述逆变器任一开关相的上桥臂开关管与下桥臂开关管，两者驱动信号相位互补。

若所述逆变器A相故障使得两电容中间接点作为故障相输出，则通过以下公式计算B、C两开关相上桥臂开关管对应的有效开关时间T_B和T_C：

$(\begin{matrix} t_{b} = \frac{2 V_{c 2} + (\sqrt{3} V_{β} - 3 V_{α})}{2 V_{d c}} T_{p w m} \\ t_{c} = \frac{2 V_{c 2} - (\sqrt{3} V_{β} + 3 V_{α})}{2 V_{d c}} T_{p w m} \end{matrix})$

$T_{B} = (\begin{matrix} 0 & t_{b} < 0 \\ t_{b} & 0 \leq t_{b} < T_{p w m} \\ T_{p w m} & t_{b} \geq T_{p w m} \end{matrix})$ $T_{C} = (\begin{matrix} 0 & t_{c} < 0 \\ t_{c} & 0 \leq t_{c} < T_{p w m} \\ T_{p w m} & t_{c} \geq T_{p w m} \end{matrix})$

其中：V_α和V_β分别为电压矢量V_αβ的α轴分量和β轴分量，t_b和t_c分别为有效开关时间T_B和T_C对应的中间时间变量。

若所述逆变器B相故障使得两电容中间接点作为故障相输出，则通过以下公式计算A、C两开关相上桥臂开关管对应的有效开关时间T_A和T_C：

$(\begin{matrix} t_{a} = \frac{2 V_{c 2} + (\sqrt{3} V_{β} - 3 V_{α})}{2 V_{d c}} T_{p w m} \\ t_{c} = \frac{V_{c 2} - \sqrt{3} V_{β}}{V_{d c}} T_{p w m} \end{matrix})$

$T_{A} = (\begin{matrix} 0 & t_{a} < 0 \\ t_{a} & 0 \leq t_{a} < T_{p w m} \\ T_{p w m} & t_{a} \geq T_{p w m} \end{matrix})$ $T_{C} = (\begin{matrix} 0 & t_{c} < 0 \\ t_{c} & 0 \leq t_{c} < T_{p w m} \\ T_{p w m} & t_{c} \geq T_{p w m} \end{matrix})$

其中：V_α和V_β分别为电压矢量V_αβ的α轴分量和β轴分量，t_a和t_c分别为有效开关时间T_A和T_C对应的中间时间变量。

若所述逆变器C相故障使得两电容中间接点作为故障相输出，则通过以下公式计算A、B两开关相上桥臂开关管对应的有效开关时间T_A和T_B：

$(\begin{matrix} t_{a} = \frac{2 V_{c 2} + (\sqrt{3} V_{β} - 3 V_{α})}{2 V_{d c}} T_{p w m} \\ t_{b} = \frac{V_{c 2} - \sqrt{3} V_{β}}{V_{d c}} T_{p w m} \end{matrix})$

$T_{A} = (\begin{matrix} 0 & t_{a} < 0 \\ t_{a} & 0 \leq t_{a} < T_{p w m} \\ T_{p w m} & t_{a} \geq T_{p w m} \end{matrix})$ $T_{B} = (\begin{matrix} 0 & t_{b} < 0 \\ t_{b} & 0 \leq t_{b} < T_{p w m} \\ T_{p w m} & t_{b} \geq T_{p w m} \end{matrix})$

其中：V_α和V_β分别为电压矢量V_αβ的α轴分量和β轴分量，t_a和t_b分别为有效开关时间T_A和T_B对应的中间时间变量。

在本发明中，开关管在一个调制周期内的有效开关时间由逆变器的调制电压V_αβ、直流母线电压V_dc、电容电压V_c2以及调制周期T_pwm计算得到，电容电压波动的情况被考虑了进来，有效开关时间能够根据电容电压的波动进行实时的调节。本发明最大的优点在于，通过移动有效开关时间在一个调制周期T_pwm内的位置，可以灵活地改变等效零矢量的构造方式，然后将得到的各开关管驱动信号(同一相上下桥臂开关管的驱动信号互补)用以对逆变器进行驱动控制。同时，本发明方法还省去了目标电压矢量所在扇区的判断环节，极大地简化了计算过程。

基于上述优点，本发明可应用于三相四开关逆变器的控制领域，如由三相四开关逆变器供电的电机驱动系统、并网逆变器或有源滤波器中对逆变器的控制。

附图说明

图1为开关器件非冗余型三相六开关容错逆变器示意图。

图2为实际运行时三相四开关逆变器不同开关状态的基本电压矢量图。

图3为本发明三相四开关逆变器基于有效开关时间脉宽调制总体控制框图。

图4为由三相四开关逆变器供电的三相对称阻感负载系统结构示意图。

图5为本发明三相四开关逆变器的控制器框图。

图6(a)～图6(c)对应为本发明调制方法调制图2所示电压矢量时输出的三种PWM序列波形图。

图7(a)为由三相四开关逆变器供电的三相对称阻感负载系统采用常规SVPWM的定子三相电流和开关相调制函数实验波形图。

图7(b)为由三相四开关逆变器供电的三相对称阻感负载系统采用本发明调制方法的定子三相电流和开关相调制函数实验波形图。

图8(a)为由三相四开关逆变器供电的三相对称阻感负载系统采用常规SVPWM的电压矢量圆实验波形图。

图8(b)为由三相四开关逆变器供电的三相对称阻感负载系统采用本发明调制方法的电压矢量圆实验波形图。

图9(a)～图9(c)分别为图6(a)～图6(c)所示三种等效零矢量构造方式对应的PWM序列、定子三相电流和开关相调制函数实验波形图。

具体实施方式

为了更为具体地描述本发明，下面结合附图及具体实施方式对本发明的技术方案进行详细说明。

本实施方式脉宽调制方法基于三相四开关逆变器供电的三相对称阻感负载系统实现。如图3所示，三相四开关型逆变器由直流电源、与电源正极相连的电容C1、与电源负极相连的电容C2以及功率开关管等部分组成。如图4所示，本实例三相四开关逆变器供电的永磁同步电机系统由三相四开关逆变器1、三相对称阻感负载2、控制器3、直流母线电压传感器4以及电容电压传感器5组成。其中逆变器的A相故障，故三相对称负载的A相连接到电容C1和C2的串联中点，B、C两相分别连接到每两个功率开关管的串联中点上。

本实施方式脉宽调制方法包括以下步骤：

(1)计算α-β坐标系下的逆变器参考电压V_α和V_β。

如图5所示，根据电压幅值给定U_m^*，频率给定f^*，通过电压转换模块得到逆变器参考电压矢量的α轴分量V_α、β轴分量V_β。

其中，电压转换模块的变换公式如下：

${\begin{matrix} V_{α} = U_{m}^{*} \cos (ω^{*} t) \\ V_{β} = U_{m}^{*} \sin (ω^{*} t) \end{matrix}, ω^{*} = 2 {πf}^{*}$

(2)计算B、C相上桥臂开关管对应的有效脉宽作用时间T_b和T_c。

由逆变器参考电压矢量V_α和V_β直流母线电压V_dc以及与电源负极相连的电容电压V_c2，经有效开关时间计算PWM模块，得到B、C相上桥臂开关管的有效开关时间T_B和T_C。

T_B、T_C可由下面计算得到：

$(\begin{matrix} t_{b} = \frac{2 V_{c 2} + (\sqrt{3} V_{β} - 3 V_{α})}{2 V_{d c}} T_{p w m} \\ t_{c} = \frac{2 V_{c 2} - (\sqrt{3} V_{β} + 3 V_{α})}{2 V_{d c}} T_{p w m} \end{matrix})$

其中：T_B、T_C分别为B、C相上桥臂开关管在一个调制周期内的有效开关时间，t_b、t_c分别为中间计算变量，T_pwm为PWM的调制周期。

(3)三种等效零矢量的构造。

通过移动T_B(或T_C)在一个调制周期T_pwm内的位置，我们可以灵活地改变等效零矢量的构造方式，如图6所示。为了方便说明，以图2中V_αβ为合成参考电压矢量，并令：

$(\begin{matrix} T_{s h i f t b} = T_{p w m} - T_{B} \\ T_{s h i f t c} = T_{p w m} - T_{C} \end{matrix})$

图6(a)中，T_shiftb和T_shiftc对称分布于PWM序列两端，此时等效零矢量由两个短矢量(V₁和V₃)合成；图6(b)中，T_shiftb对称分布于PWM序列中间，T_shiftc对称分布于PWM序列两端，此时等效零矢量由两个长矢量(V₂和V₄)合成；图6(c)中，T_shiftb分布于PWM序列右端，T_shiftc对称分布于PWM序列中间，此时等效零矢量由四个矢量共同合成。

(4)实验结果分析。

本实施方式中，我们所采用的实验参数如表1所示。

表1

电阻R10Ω电感L1mH电容C1值1000uF电容C2值1000uF给定电压幅值25V

当给定频率为10Hz时，得到如图7、图8的实验波形图。

图7(a)为采用常规SVPWM的定子三相电流和开关相调制函数波形图。两开关相调制函数为幅值相同而相位差60°的两正弦波。由于此时调制方法没有考虑电容电压波动，电机的定子三相电流呈现明显的不平衡。图7(b)为采用本发明基于有效开关时间脉宽调制方法的定子三相电流和开关相调制函数波形图。两开关相端电压为幅值相同而相位差60°的两正弦波。由于该调制方法考虑了电容电压波动，能够准确有效地调制出所需的目标电压矢量，此时定子三相电流不平衡度明显降低。

进一步的，从图8(a)可以看出，采用常规SVPWM的三相四开关逆变器调制出来的电压矢量幅值在波动，电压矢量圆为一椭圆。从图8(b)可以看出，采用本发明调制方法的三相四开关逆变器调制出的电压矢量圆几乎为一个标准圆。通过这两者的实验波形的比较可以得出结论：本发明调制方法比传统SVPWM更有优势，能够更准确地调制所需的电压矢量。

当给定频率为20Hz时，得到如图9的实验波形图。

图9(a)～(c)分别对应为三种等效零矢量构造方式下的三相四开关逆变器关于PWM序列、定子三相电流和开关相调制函数实验波形图。其中图9(a)对应着图6(a)所示的PWM序列波形图，图9(b)对应着图6(b)所示的PWM序列波形图，图9(c)对应着图6(c)所示的PWM序列图。可以看出，此时开关相的有效开关时间T_B、T_C都是一致的，改变的是T_B、T_C在一个调制周期的位置。上述实验验证了本发明提出的调制方法有较强灵活性这一优点。

上述的对实施例的描述是为便于本技术领域的普通技术人员能理解和应用本发明。熟悉本领域技术的人员显然可以容易地对上述实施例做出各种修改，并把在此说明的一般原理应用到其他实施例中而不必经过创造性的劳动。因此，本发明不限于上述实施例，本领域技术人员根据本发明的揭示，对于本发明做出的改进和修改都应该在本发明的保护范围之内。

去获取专利，查看全文>

相似文献

专利
中文文献
外文文献

1. 一种基于有效开关时间的三相四开关逆变器脉宽调制方法 [P] . 中国专利： CN105932894B . 2018.04.10
2. 一种基于有效开关时间的三相四开关逆变器脉宽调制方法 [P] . 中国专利： CN105932894A . 2016-09-07
3. SWITCH CONTROL DEVICE AND SWITCH CONTROL METHOD FOR ELIMINATING LEAKAGE CURRENT IN THREE-PHASE THREE-LEVEL INVERTER USING CARRIER-BASED PULSE WIDTH MODULATION [P] . 韩国专利： KR20170050981A . 2017-05-11

机译：基于载波的脉宽调制消除三相三电平逆变器漏电流的开关控制装置和开关控制方法
4. PULSE WIDTH MODULATION METHOD BY COMPARING OFFSET VOLTAGE AND CARRIER WAVE OF THREE-PHASE FOUR-LEG INVERTER AND SWITCHING SIGNAL GENERATOR [P] . 韩国专利： KR20040085543A . 2004-10-08

机译：三相四脚逆变器与开关量信号发生器的偏移电压和载波波形比较的脉宽调制方法
5. METHOD FOR SETTING SWITCHING TIMES, IN PARTICULAR IDLE TIMES, OF AN INVERTER BASED ON DETECTED POWER, AND INVERTER [P] . 欧洲知识产权局专利： EP1683258B1 . 2018-10-17

机译：基于检测到的功率来设置逆变器的开关时间（特别是空闲时间）的方法和逆变器