运用广播调频信号以及相位差运算技术定位的方法

摘要

本发明提供一种定位系统，用来改良美国专利公告第7990314号使用运用广播调频信号定位地理位置的系统。本发明运用三个以上的低功率调频广播电台来实现室内或室外的二维或三维定位和寻位系统。

说明书

相关申请

本申请要求于2014年10月16日提交美国专利局、申请号为62/122,254 的美国专利临时申请案的优先权，上述专利的全部内容通过引用结合在本申 请中。

技术领域

本发明的主要目的是改良调频导引信号的相位差和频率差异导引信号的 相位差以进行定位的技术。本发明也提出使用三个低功率FM(LPFM)电台， 以及使用其中一个LPFM电台结合基地台的技术以实现在区域性或室内定 位系统。

背景技术

在现有技术中，美国专利公告第7990314号中介绍了使用三个FM电台 导引信号来定位地理位置的方法和系统。具体来说，该专利使用解频导引信 号，即19KHz导引信号的相位差来决定移动单元的位置。此用于定位的技术 是双曲线定位系统或叫到达时间差(TDOA)定位原理。上述前一个发明进一 步提出使用介于移动单元(MU)和基地台(BS)的导引信号相位差的双重差分， 以进行相对定位。再者，前发明提出使用双重差分组的三重差分来形成两线 性等式以解出移动单元(MU)的相近位置(x,y)，即以微量三重差分做为参数， 并以双差分组作为结果。

发明内容

本申请提供了一种使用三个区域性参考台(BS、Rc及Rd)来测量三个 FM电台导引信号相位差的方法。该三个区域性参考台(BS、Rc及Rd)分别 位在基本坐标(CardinalMap)的(0,0)、(Xc,Yc)及(Xd,Yd)坐标处，其中以基 地台(BS)为原点(0,0)。接着，将基地台(BS)测得相位从两个参考台(Rc及Rd) 测得的相位值相减，得到两组双重相位差。然后从已知(Xc,Yc)及(Xd,Yd)两 个位置乘以四个未知参数Δh₁₂、Δv₁₂、Δh₁₃及Δv₁₃以两组双重相位差为结果， 可以成立四个线性等式(在美国专利第7990314号定义四参数为三重差分) 可以解出四个线性等式的四个未知参数。一旦解出四个未知参数Δh₁₂、Δv₁₂、 Δh₁₃及Δv₁₃，便可利用两线性等式和四个参数，用移动单元(MU)的双重差分 组可作为结果，来决定移动单元(MU)的位置(x,y)。

本发明还探讨三个FM电台之间不精准导引信号(即导引信号偏离19 KHz)的问题。本发明提出一个测量方法来解决由于不精准导引信号而造成 相关的相位随时间移动问题。

美国专利第7990314号提出了使用三个LPFM(LowPowerFrequency Modulation)电台，LPFM电台来进行区域性定位或室内定位，此LPFM电台 系发送符合美国联邦通信委员会(FederalCommunicationsCommission,FCC) 规范的通用频道，而用19KHz的调频导引信号。本发明更进一步将导引信号 一般化成一般正弦波形来调频载波，以作区域性或室内定位的应用。同时也 使用三个LPFM电台，且用其中一个LPFM电台兼作基地台以定位移动单元。

为让本发明的上述内容能更明显易懂，下文特举较佳实施例，并配合所 附图式，作详细说明如下：

附图说明

图1为BS和MU相位差与双重相位差分的示意图。

图2为三个FM电台与三个参考台(3x3)的定位技术。

图3为BS、Rc、Rd及MU之间进行时间同步对话的例子。

图4为重复及连续相对主频率信号三个正弦波的相位测量示意图。

图5为利用三个自设LPFM电台以进行区域定位。

图6为用正弦波形的自生相移预告同步用的主频率信号。

图7为利用四个LPFM电台以进行立体定位。

具体实施方式

本发明提出一种使用三个广播调频信号的定位系统。本发明改良美国专 利公告第7990314号的概念。在大多数实例中，当广播调频电台位于远处时 (超过一公里)，便可利用三个参考台(RS)搭配两线性等式来决定移动单元 (mobileunit，MU)位置。美国专利第7990314号说明书中详细介绍了利用两 个线性等来式解出移动单元位置(x,y)的过程。在本文中，「寻位」(locating)一 词意指决定移动单元相对于基地台的位置，而「定位」(positioning)一词意指 移动单元必须透过与基地台的通讯而自行定位。

本发明遇到如何解决三个不精确导引信号的相位测量的问题，尤其是以 下问题：(1)不同FM电台的导引信号频率相对19KHz有些微偏差；(2)两 导引信号的相位随时间移动问题；(3)导引信号和相位是用不甚精确的计算机 计数频率来测量。

接着，本文探讨利用的三个区域性LPFM电台发射出的正弦波形信号调 频的LPFM电台载波来定位的情况。本发明会说明问题的细节并提出上述问 题的解决办法。

三个参考台及三个FM电台(3x3)的定位技术

图1显示移动单元(MU)相对于基地台(BS)的情况，其中FM电台(FM1、 FM2及FM3)的导引信号信号S1、S2及S3由基地台(BS)、两参考台(Rc 和Rd)及一或多个移动单元(MU)所接收。一区域性基本坐标地图(Cardinal map)用于未知的移动单元(MU)定位，基地台(BS)及参考台(Rc和Rd)分别 位于已知坐标(0,0)、(Xc,Yc)及(Xd,Yd)。三个FM电台的19K导引信号经 过四个接收台解频及滤波。请参阅图1，基地台(BS)及移动单元(MU)就在 附近，可以以波长及相位表示距离FM1站、FM2站及FM3站的等式：

d1＝mλ+φ1，d2＝nλ+φ2，d3＝pλ+φ3从移动单元(MU)

d1＝mλ+φ1，d2＝nλ+φ2，d3＝pλ+φ3从基地台(BS)

其中λ表示19KHz导引信号具有15789.47米的波长，而φ是测量的相位 以距离为单位。有底线的d1表示在基地台(BS)做的测量。由于该地区限制 在区域性，移动单元(MU)和基地台(BS)的波长范围相同(m、n和p波长)。 在移动单元(MU)和基地台(BS)所测量的FM电台间相位差(根据d1和d2 距离)是：

d₁₂＝d1–d2＝(m-n)λ+(φ1–φ2)＝(m-n)λ+δ₁₂在移动单元(MU)(1)

d₁₂＝d1–d2＝(m-n)λ+(φ1–φ2)＝(m-n)λ+δ₁₂在基地台(BS)(2)

美国专利第7990314号已详细讨论测量到的相位差δ₁₂和δ₁₂包含介于FM 电台间的原始相位差以及真实相位差(由于从FM电台所传输的距离)原始 相位差是因为S1、S2及S3没有同步传讯所致。FM电台间的原始相位差不 因传讯距离而变化，相位差的相减，即(δ₁₂-δ₁₂)，在广播电台间的原始相位差 就会互相抵销。因此，介于d₁₂及d₁₂的双重相位差，以及介于d₁₃及d₁₃的双 重相位差，会反映出其实际测量到双重相位差，即是：

Δd₁₂＝d₁₂–d₁₂＝δ₁₂–δ₁₂Δd₁₃＝d₁₃–d₁₃＝δ₁₃–δ₁₃(3)

值得注意的是，如果基地台(BS)、参考台(Rc和Rd)及移动单元(MU) 都位于相同的波长地区(即位在15.789公里的范围内)，则在相位差相减之 后，只会留下相位差，整数波长m、n及p则都会消失。最重要的是，由于 两个相位差相减后会消除FM电台间的原始相位差，将导引信号相位转换成 距离单位，则测量到的双重相位差便会是真正「测量到的」两个FM电台间 距离差。

三个FM电台，(S1,S2)相减、(S1,S3)相减取得两组相位差。由于两组相 位差已包含第三相位差，所以不需要第三次相减。因此，在移动单元(MU)及 基地台(BS)中获得的相位差也都是两组。

美国专利第7990314号曾经讨论到：位在数十英里远的广大地区上的FM 电台，非线性双曲线在区域性应用时趋近于直线性。因此，直线性等式可用 来估计靠近BS的未知MU的位置。MU(x,y)相对于BS坐标位置(0,0)可以 从FM电台测出的双重差分组(Δd₁₂,Δd₁₃)来辨别。先前专利已经探讨过，双重 差分的X和Y坐标的微量增加在X方向(水平方向)定义为(Δh₁₂,Δh₁₃)三 重差分以及Y方向(垂直方向)定义为(Δv₁₂,Δv₁₃)三重差分。有下标的Δh₁₂及Δh₁₃表示在X坐标上从(S1,S2)和(S1,S3)的微量双重差分。同样地，有 下标的Δv₁₂及Δv₁₃表示Y坐标上的微量双重差分。先前专利提出以三重差分 微增加量来解决MU位置的线性等式如下：

xΔh₁₂+yΔv₁₂＝Δd_12m

xΔh₁₃+yΔv₁₃＝Δd_13m(4)

其中(x,y)表示移动单元(MU)的未知位置，Δd_12m及Δd_13m是介于移动单 元(MU)(带有下标m)及基地台(BS)间的双重差分组；其中三重差分微增 量Δh₁₂、Δv₁₂、Δh₁₃及Δv₁₃可以视为解两线性等式的参数。在本发明中，一概 视为解线性等式的参数，以作移动单元(MU)的定位。

在图2，本发明提出一个新方法，即使用基地台(BS)及两个以上的区域 性参考台(Rc和Rd)以决定参数Δh₁₂、Δv₁₂、Δh₁₃及Δv₁₃，而不使用先前专 利所提出的三重差分微增量的区域性测量方式。

基地台(BS)和参考台(Rc和Rd)分别在已知的坐标(0,0)、(Xc,Yc) 及(Xd,Yd)。如图2所示，如果两个已知位置的参考台取代未知的(x,y)，则 两个找出参考台(Rc)位置的线性等式是：

XcΔh₁₂+YcΔv₁₂＝Δd_12c

XcΔh₁₃+YcΔv₁₃＝Δd_13c(5)

找出参考台(Rd)位置的线性等式是：

XdΔh₁₂+YdΔv₁₂＝Δd_12d

XdΔh₁₃+YdΔv₁₃＝Δd_13d(6)

其中Δd_12c、Δd_13c、Δd_12d及Δd_13d都是在参考台(Rc及Rd)测量其与基地台 (BS)测量值相减后所获得的双重差分。

针对目前已知相对于BS(0,0)而言的坐标(Xc,Yc)和(Xd,Yd)，我们可以 重新安排(5)和(6)两组线性等式，藉以解决如下所示的 Δh₁₂，Δv₁₂，Δh₁₃，Δv₁₃等未知变量：

XcΔh₁₂+YcΔv₁₂＝Δd_12c

XdΔh₁₂+YdΔv₁₂＝Δd_12d(7)

以及

XcΔh₁₃+YcΔv₁₃＝Δd_13c

XdΔh₁₃+YdΔv₁₃＝Δd_13d(8)

因此，这里所介绍的两组线性等式和两组未知数，便可解出 Δh₁₂，Δv₁₂，Δh₁₃，Δv₁₃等未知参数。

解出Δh₁₂，Δv₁₂,Δh₁₃，Δv₁₃后，MU(x,y)位置便可以利用等式(4)解出来。 因此，本发明提出一个简单的方法，即利用两个靠近基地台(BS)的参考台 (Rc,Rd)来找出可解MU(x,y)位置的参数。相较于美国专利第7990314号采 区域性逐步测量以决定Δh₁₂，Δv₁₂,Δh₁₃，Δv₁₃等参数，本发明所提出的方法是一 项进步。

导引信号差异问题及解决办法

一般都认为已解频的导引信号基本上为19KHz。不过美国联邦通信委员 会允许导引信号频率在FM电台播送时允许19KHz+2Hz的变化幅度。表1 举例说明导引信号在四个FM电台的差异幅度。

广播电台 S1 2S S3 S4 导引信号 18999.77 18999.89 18999.89 18999.27

表1：四个FM电台导引信号频率的差异

请注意在表1中各个电台的导引信号频率都有些微差异。在本例子中， 介于S2和S4之间最大的变化是每秒0.636个周期，这代表每秒介于两个调 频导引信号的相移量。基于19KHz的导引信号的波长是15789.47米，相移 代表每秒距离差是10042.1米。在不同时间测量两个导引信号的相位差时， 这是极大的距离差异。因此，两个导引信号不是精确的19KHz时，则先前相 位差和双重差分会随着时间而变化。于是，对于BS、RS(s)及MU的相位差 测量，本发明提出必须在同一瞬间同步来进行。然而，像微秒(μs)这样些微 的时间差是可以接受的。以上例来说，一微秒的时间差只会导致大约一厘米 的距离误差，在定位应用来说这是可以接受的范围。

总言之，对于使用定位法的美国专利第7990314号来说，三个FM电台 都必须以19KHz的导引信号为基准。一旦导引信号之间有差异，则必须对导 引信号同步时间的相位测量加上额外的要求。

查阅电机电子工程师学会(IEEE)的出版品之后会发现，要让时间同步并 不是一个简单的问题，并无法简易直接的解决。在各个刊物中都是探讨两个 站之间的同步问题。但这些复杂的时间同步技术中，没有任何技术可以应用 在低成本的本发明中。

在本发明中，在基地台(BS)和参考台(Rc,Rc)间进行同步并不成问题， 原因在于参考台(Rc,Rc)是固定电台，与基地台(BS)频繁保持双向通讯及接 触。对于移动单元(MU)而言，基地台(BS)和移动单元(MU)之间有许多时 间同步的方法。其中一种方式是在所有基地台(BS)、参考台(RS)及移动单 元(MU)之中使用GPS钟(可精确测量到μs)。然而，要用GPS接收器和GPS 钟来解决低成本的移动单元(MU)的同步是相当奢侈且昂贵的。另一个方式 是使用两方同步对话的方式。

图3为基地台(BS)、参考台(Rc,Rc)及许多移动单元(MU)之间进行区域 性或室内通讯的例子。环境限定在不大于一平方公里的范围内，这是因为每 一公里大约会导致3.3μs的传输延迟。基地台(BS)、参考台(Rc,Rc)及移动 单元(MU)之间可以使用无线通信，例如Zigbee系统、Wi-Fi网络等。

请参阅图3。基地台(BS)向移动单元(MU)用移动单元(MU)的身分证明 (ID)提出第一次定位请求(也可以由移动单元(MU)主动提出定位请求)。 参考台(Rc及Rd)也都会收到该定位请求，以准备进行时间同步。接着，移 动单元(MU)接收该请求并回复确认。接着，基地台(BS)传送同步码到移动 单元(MU)，以及参考台(Rc及Rd)，当同步码完成时马上启动时间同步。两 个参考台(Rc及Rd)和移动单元(MU)在时间同步码即将完成之际便应准备好 进行时间同步；或者，在时间同步码即将完成之际，两个参考台(Rc及Rd) 和移动单元(MU)可以稍微延迟，而此稍微延迟已事先获得同意。一公里的 最大传输延迟为3.3μs，此为同步时刻的最大时间误差。

本发明提出一种让MU、Rc和Rd同步的简单方法，即从FM电台中使 用预先同意其中一FM电台导引信号作为同步。获得MU同意后，BS会传送 一同步代码给MU、Rc和Rd等。接着，在同步代码完成后，所有接收台在 预先同意的导引信号正弦波的下一个上升沿定为同步时刻。若要使用这个方 法，必须知道同步代码持续的时间。同步代码有可能持续一个周期以上的导 引信号。此后下个上升沿时间定为主频率信号(MasterClock,MC)。主频率信 号用计算机计数钟，从零开始计数。MU、Rc与Rd、BS会相对于主频率信 号的定点时刻进行S1、S2及S3的相位计算，以连续式或平行式的方式计算。 藉此以避免导引信号不一致的相位移动问题。进行连续计算时，三个调频导 引信号相位计算以主频率信号的定点为基准。因此，在主频率信号同步时间 点为MU定位。由于只需数秒间便可将MU定位，因此推测对于非快速移动 的物体来说，MU的定位不会有太大变化。然而要注意的是，导引信号的上 升沿是一个导引波型过零的时间点(是一模拟数字)，很少在计算机计数器(是 一数字)归零时刻同时发生。这个上升沿和主频率信号的小差异会反映在平 均相位测量的上升沿对主频率信号之上，这些差异很少会归零。

相位测量转换成距离单位，以获得测量到的距离差组(d₁₂,d₁₃)。在参考台 (Rc及Rd)及移动单元(MU)测量到的距离差组(d₁₂,d₁₃)会经由双向通讯频道 (例如Zigbee系统或Wi-Fi网络)传送到基地台(BS)。基地台(BS)接着会 进行双重差分减法，以获得如等式(3)所述的双重差分组。该双重差分组可 带入前面所讨论的线性等式(7)、(8)及(4)，便可解出移动单元(MU)的位 置。

上述技术只是时间同步技术中的其中一种。现行还有很多种技术可以实 现基地台(BS)和移动单元(MU)间的时间同步。本发明所提出的时间同步技 术是利用现有的导引信号波形，并未使用外在的同步信号。

在导引信号频率差异下进行相位测量

在GPS定位中，移动单元(MU)和GPS卫星之间以及GPS卫星彼此之间 的时间同步是决定能否精确定位的关键因素。当光速是每秒300,000,000米， 十亿分之一秒(10^-9S)的时间误差会导致30厘米的距离误差，距离误差便扩 大成定位误差。因此，若要解决GPS的问题，需要第四个卫星等式，以解决 接收器和GPS钟间的时间误差变量。

本发明的前面单元中已经讨论了相位测量时间精确度也是影响位置是否 精确的关键因素。既然本发明强调以低成本定位的方法，所以就不会考虑到 高成本高精准相位测量的方法。利用FM硬件接收导引信号和计算机来测量 一次导引信号的上升沿，相位测量的精确度将会粗糙且局限计算机计时数字 化的结果，这是因为导引信号和其相位都是模拟数字。使用数字计算机定时 器来计算模拟数字的导引信号波长和相位会导致计算上的量化错误。然而， 将数千个数字计数进行平均之后，波长和相位转换成真实波长和相位有小数 字的模拟数值。这些有小数字数值接着转换成以米计算的距离。本发明提出 一个具体技术来测量三FM电台的相位差，尤其是处理三个不同微小差异导 引信号。

如果使用三道FM接收硬件和计算机来测量三个FM电台的导引信号相 位，则不同FM接收硬件很有可能会产生不同的时间的延迟，而这小延迟变 化会导致相位到达时间相对的误差。如果只用单一FM接收硬件处理三个调 频导引信号，则时间延迟在这三个调频导引信号之间都会一样。两个相位测 量相减之后，时间延迟就会抵消。因此，这里可以做个结论：最省成本且能 精准侦测相位的方式是利用单一硬件连续反复地处理多数FM电台。然而， 随着科技进步，高端的并行数字处理器可同时找到在MC时刻两正弦信号的 相位差。本发明提出一个方法，便能以低成本的方式使用连续处理硬件。本 发明未排除使用较复杂的数字处理器并行的处理方法。

图4绘示连续对三个调频导引信号进行相位测量。调频导引信号为S1、 S2及S3。如同上述所讨论的，相位值必须基于时间同步，即相对于图4所指 出的主频率信号。这里使用计算机计数器记录S1、S2及S3的上升沿在连续 数列之中出现的N次。FM电台Si导引信号的开始上升沿以Ci0表示，导引 信号N周期的上升沿以Cin表示。因此Si导引信号的平均周期Cti(ave)以数 学式表达如下：

Cti(ave)＝(Cin-Ci0)/N(9)

其中Cti(ave)会转换成导引信号的波长，准度可达数字小数(小于厘米)。

为了正确计算一个导引信号的频率，计算机会产生19KHz作为基频(例 如以GPS钟校准)。类似先前测量FM电台导引信号的方法平均计算机所计 算的Ct(19k)。FM电台导引信号的频率Pilot(i)可利用下面等式得出：

Pilot(i)＝19KHzx(Cti(ave)/Ct(19k)(10)

此外，导引信号Cti(ave)的波长WLi是：

WLi＝300,000,000m/Pilot(i),(11)

此导引信号的真波长WLi用以转换成以距离计算的平均相位数。

下一步是测量三个导引信号相对于MC的相位。储存于内存的同组上升 沿数可以用于计算相位。每一个相对于MC的上升沿数包含平均波长数 Cti(ave)的整数和余数。相对于MC，余数(REM)就是接近相位值。要注意的 是，当计算机的计数归零时，MC在当下是一个定点。而且，在平均波长的 整数移除后，导引信号的相位相对于MC并未改变。因此，相位在之后的两 个FM电台并未因为时间延迟而改变。这是因为调频导引信号相位在测量的 过程中(几秒)都是一致的。测量导引信号Si在第j个相位的数学公式如下：

Pij＝REM(Cij/Cti(ave))，其中Cij是Si的第j个上升沿数(12)

而N个重复平均相位Pi(ave)是N个余数的总和(SUM)除以N。

Pi(ave)＝SUM(Pij)/N，其中j＝1,2,…到N(13)

Pi(ave)相位转换成距离如下：

di＝WL(i)x(Pi(ave)/Cti(ave))，其中i＝1,2或3对S1,S2,S3(14)

接着可以同样利用等式(13)和(14)继续计算S2及S3的时长和相位。

在连续处理S1、S2及S3三个导引信号之后，可得出三个相对于主频率 信号MC的平均相位测量值，并转换成d1、d2及d3距离。在移动单元(MU) 处测得介于S1、S2和S1、S3间相对于主频率信号MC的的相位差将为：

d_12m＝d1_m–d2_m及d_13m＝d1_m–d3_m(15)

其中下标m表示在移动单元(MU)的测量值。这些测量值是计算列在等 式(1)中的移动单元(MU)点时所是必备的数值。

同样地，使用等式(12)、(13)及(14)可测量并计算参考台(Rc及Rd)对主 频率信号(MC)的相位差。结果如下所示：

d_12c＝d1_c–d2_c及d_13c＝d1_c–d3_c(16)

d_12d＝d1_d–d2_d及d_13d＝d1_d–d3_d(17)

由等式(15)、(16)及(17)得出的距离差传送至基地台(BS)，以计算双重 相位差组(Δd_12m,Δd_13m),(Δd_12c,Δd_13c)and(Δd_12d,Δd_13d)。要特别注意的是， 有一个替代方法是直接将三个相位值MU、Rc、Rd传送到基地台(BS)，以 计算双重相位差组。

接着，在BS以等式(7)和(8)进行参数Δh₁₂、Δh₁₃、Δv₁₂及Δv₁₃的计算， 运用已知Rc及Rd的位置与已知(Δd_12c,Δd_13c)及(Δd_12d,Δd_13d)两双重相 位差分组作为等式的结果。然后就可以利用两线性等式(4)、已解出的参数 Δh₁₂、Δh₁₃、Δv₁₂及Δv₁₃，以及(Δd_12m,Δd_13m)双重相位差分为结果算出移动单 元(MU)的位置。如果本应用是要透过基地台(BS)来定位移动单元(MU)， 则无须把四个参数送至移动单元(MU)。如果本应用是要移动单元(MU)自身 定位，则基地台(BS)会传送给移动单元(MU)的所在位置，或传送移动单元 (MU)的四个参数及双重相位差分给移动单元(MU)用坐标地图来决定其位 置。

要注意的是，计算位置的过程中不需要三个FM电台位置，只需要利用 三个区域性参考台位置来定位移动单元(MU)。由于不需要知道FM电台的位 置，因此大大简化了区域性或室内定位过程。然而，三个FM电台的三角位 置会影响定位是否精准。在全球定位系统(GPS)中，此称为精度稀释(dilution ofprecision,DOP)。简单来说，三个FM电台构成近正三角形(即约120度)， 则会得到最佳精度稀释，因此精准度最高。

三个LPFM电台进行区域性到达时间差TDOA定位

对于室内或区域性定位应用来说，本发明提出只使用三个区域性LPFM 电台的新方法，其中一个LPFM电台兼作参考台，以简化MU的定位程序。 在图5中，三个LPFM电台在已知地点以FM1、FM2及FM3来表示。该已 知地点播送三个一般化后的调频载波，该三个调频载波以三个具有相同频率 的正弦信号S1、S2及S3来调变(此后称作导引信号(Pilot))。由图5可知， 较佳的情况是把三个LPFM电台安置在区域性地图的边缘处，形成一个三角 形，具有最佳精度稀释。还要注意的是，该载波无须介于88MHz到108MHz (商业广播频带)，可介于任何允许的民用频带，例如介于民用频带26MHz 到28MHz，或最高到热门的无线网络WiFi频带2.4GHz。此外，导引信号 不必是19KHz，而可为介于9KHz到1MHz频率的正弦波。举例来说，如 果调变频率是1MHz，则导引信号波长经解频后为300米，这比大部分大楼 内部的面积还大。然而，300米并未涵盖一平方英里的范围，此范围会对接 受器产生模棱两可的波长数。FM导引信号一般的正弦波(如10KHz)，与 19KHz导引信号类似。本发明采用一般化后的导引信号S1、S2及S3，具有 更弹性选择不同导引信号载波频带的自由，也能选择在单一频带(而非立体 频带)来调频。

至于区域性或室内定位，由于三个LPFM电台靠近移动单元(MU)，用线 性方程式来近似取代双曲线方程式(较弯曲的线)会导致较大的定位误差。 因此，这里采用先前美国专利第7990314号的做法，即在区域性或室内默认 有限方格点基本坐标地图(CardinalMap)。每一个方格点对应一个储存相位 差分组的内存。所有的方格点和相位差分组在计算机内存内建立成一个「对 照表」(look-uptable)。

本发明针对先前专利主要改善的地方是：只利用三个LPFM电台及用 FM1电台兼作为唯一的基地台(BS)。此外，相较于先前关于使用三个参考台 与三个FM电台(3×3)作为定位系统的比较，本系统简化成只利用三个LPFM 电台及及一台兼作为基地台(BS)。换言之，本发明从六个电台简化成三个电 台，即大大简化室内或区域性定位系统。

FM1/BS位于基本坐标(0,0)。由于已经知道FM2和FM3的坐标，每一 个方格点(x,y)可以利用距离(即相位)d1,d2,d3预先计算离三个FM电台的 距离并得出每一个方格点的相位差分组(d₁₂,d₁₃)。地图上全部方格点的相位差 分组储存在计算机内存的对照表中。须知此(d₁₂,d₁₃)表示真实的相位差分组， 并以(d_12m,d_13m)表示在移动单元(MU)所测量到的相位差分组。

计算出来的相位差分组和测量出来的距离差组的差异便是后者包含电台 间的原始相位差(即正弦波不同步传送相位差)，这已在美国专利第7990314 号做了详细的讨论。当移动单元(MU)测量导引信号信号S1、S2及S3时，它 测量的是这三个导引信号的相位相减以获得相位差分组(d_12m,d_13m)。该相位差 分组(d_12m,d_13m)混合着FM电台的原始相位差。同时，在FM1的BS也测量该 相位差分组(d_12b,d_13b)；此相位差分组也与FM电台的原始相位差混合。然而， 如图5所示，D12和D13表示FM2和FM3到BS之间的固定距离，因此在 BS测量到的相位差会增加D12和D13传送距离的延迟。因此，以χ₁₂及χ₁₃表示原电台原始相位差可从BS测量值(d_12b,d_13b)减去从Rc及Rd到BS，(即 d2_b和d3_b)的传输值中减去D12和D13延迟之后便可得出原始相位差χ₁₂及χ₁₃，如下：

χ₁₂＝d1_b-(d2_b-D12)＝d_12b+D12,χ₁₃＝d_13b+D13(18)

要注意的是，由于上升沿(上升沿模拟测量值)和MC(计算机数字计 数器)几乎不会在同一时间发生，所以FM1对BS(0,0)的上升沿的测量值 d1_b不会是零。还要注意的是，所有相位测量值是相对于FM1上升沿MC同 步。由MU测量相位差分组减去原始相位差后，可以定义出一个新的双重差 分组(Δd_12m，Δd_13m)，即

Δd_12m＝d_12m–χ₁₂＝d_12m–d_12b-D12

Δd_13m＝d_13m–χ₁₃＝d_13m–d_13b-D13(19)

即是移动单元(MU)的测量值(d_12m,d_13m)减去原始相位差后的值的结果。

这里所定义的「测量出的」双重差分组(Δd_12m,Δd_13m)事实上相对于储存 于内存中对照表中的ㄧ组「计算出的」相位差分组(d₁₂,d₁₃)。以测量出的双 重差分组(Δd_12m,Δd_13m)用计算机寻找与对照表上相近的项目，可以使用最 小平方差(leastsquareerror,LSE)方法。最小平方差是介于双重差分组 (Δd_12m,Δd_13m)及对照表上某相位差分组(d₁₂,d₁₃)的最小距离(minimum distance,MIN)，即是

LSE＝MIN(SQRT((Δd_12m–d₁₂)²+(Δd_13m–d₁₃)²))(20)

或仅MIN((Δd_12m–d₁₂)²+(Δd_13m–d₁₃)²)对所有对照表项目(21)

这里无须计算平方根，所以MU的位置由(d₁₂,d₁₃)组和方格点(x,y)的最小距 离决定。

要注意的是，使用三个LPFM电台来定位移动单元(MU)，与前述的三个 参考台相比，最大的优点是无须另外两个广播电台(即Rc和Rd)作测量， 只须测量移动单元(MU)对基地台(BS)的相位关系、移除广播电台原始相位差 并查阅对照表即可。这样大大简化室内和区域性定位的计算程序。

三个LPFM电台定位时间同步法

根据前述的内容来看，计算相位和相位差时，移动单元(MU)和基地台(BS) 必须基于主频率信号的同步时间(即计数器为零)。解频后S1、S2及S3的频 率若出现些微差异，会导致相位差随时间的变化。本发明进一步提出一简易 同步技术来建定主频率信号MC。由于导引信号信号是FM1自生的信号，因 此可以如图6所叙述的方式来操纵正弦波；这无法在公共商业FM电台进行 广播时执行。如果导引信号的波形特意在某一时间进行相位变动，则下一个 周期的上升沿可预约成移动单元(MU)及基地台(BS)的同步主频率信号MC。 此时间同步技术的优点是只要移动单元(MU)及基地台(BS)准备好同步。下面 是进行移动单元(MU)时间同步和定位的步骤：

1.移动单元(MU)或基地台(BS)都可发出定位请求，移动单元(MU)对基 地台(BS)发出同意讯息。

2.接着，基地台(BS)S1作出相移，示意S1导引信号的下一个上升沿将 会是主频率信号(MC)。

3.移动单元(MU)侦测到FM1导引信号的相移并等待下一个上升沿作为 主频率信号(MC)，以连续且重复地测量S1、S2及S3的相位。

4.测量完三个LPFM电台的相位后，移动单元(MU)获得平均相位值d1、 d2及d3，并计算出d_12m及d_13m，最后再将d_12m及d_13m传送给基地台(BS)。 基地台(BS)算出双重差分(Δd_12m,Δd_13m)以对照表及方格点来定位MU。等 式(21)中具有最小平方差的方格点便是移动单元(MU)的位置(x,y)。

更精密的方格点定位

前一节提到室内或区域性定位的正确度受限于方格点的分辨率与相位测 量的精确度。分辨率愈高，则对照表的内存愈大，同时计算机寻找及比较的 时间也会更长。

本发明提出了一个两阶(或多阶)对照表格的方法，以简化并增进移动 单元(MU)分辨率的定位方式。例如在寻找第一表的过程中，用较低分辨率 (1米x1米)对照表，若每一个方格点进一步划分成较高分辨率(10厘米 x10厘米)的二阶对照表，每一个方格点都储存代表更高分辨率的(d₁₂,d₁₃) 值。也就是说，该两阶对照表在本范例会扩大100倍。另一方面想，假若只 选择使用高分辨率(10厘米x10厘米)的一阶对照表，则内存容量也是原 始表格的100倍。内存容量在这两种情况下几乎一样大。然而，使用两阶对 照表和使用一阶对照表所需的寻找时间相比则大大减少。这是因为使用两阶 对照表寻找时，在第一阶段的寻找时间只有使用一阶对照表的寻找时间的百 分之一。第二阶段的寻找(10x10)的小表格时间只稍微增加一点而已。因此使 用两阶对照表可以大大减少了决定移动单元(MU)位置的所需时间。很明显 地，若有需要进一步改善定位时间，也可以将两阶对照表扩大成三阶对照表 或更多阶对照表。

用四个以上的LPFM电台进行三维空间TDOA定位

对于室内或区域性定位而言，有必要决定物体的三维坐标。图7绘示一 个三维方格点地图及四个LPFM电台。若采用四个以上的LPFM电台，则先 采用对移动单元(MU)而言，四个具有最佳接收信号强度(RSSI)指针的LPFM 电台来定位。先前单元所提出三个LPFM电台可在较高地点(例如在天花板 的顶端或在屋顶)另外加上一个LPFM电台。目的是为了能在为四个低功率 FM电台做三度空间测量时，得到较佳的垂直精度稀释(VDOP)。前述的双差 分组可简易的扩大成三元的双差分组。以三维定位来说，具有对照表的内存 会包含三元的项目(d12,d13,d14)，相应地，移动单元(MU)及基地台(BS)会 获得三元的相位差(d_12m,d_13m,d_14m)及(d_12b,d_13b,d_14b)。像先前一样将D12、D13 及D14加回到(d_12b,d_13b,d_14b)后，便可以获得三元原史相位差(χ₁₂,χ₁₃,χ₁₄)。 在基地台利用对照表上三元差距来决定移动单元(MU)位置。在基地台从 (d_12m,d_13m,d_14m)减掉(d_12b,d_13b,d_14b)和D12、D13及D14后，便会获得 三元的双重差分组(Δd_12m,Δd_13m,Δd_14m)用来比较对照表上三元差距组来决定 移动单元(MU)位置。同样的用最小平方差方法可用于决定已测量的三元双 重差分组与对照表上某项目的最小距离，以得出移动单元(MU)的位置。先 前讨论的具有两阶或多阶的对照表可达到更精准该三维定位。

利用三个以上的LPFM电台进行二维区域性定位

对于二维的室内定位应用来说，可能会有金属墙阻挡LPFM电台的信号 传播。如此一来，当多个LPFM电台进行传播时，会有一或多LPFM电台收 讯不佳。因此用三个以上的LPFM电台之中选择具有较佳收讯的LPFM电台 来定位，可以避免因金属墙阻挡的问题。在此情况下，以最佳三LPFM电台 来定位，也就是说，最好的三个LPFM接收信号强度指针(RadioSignal StrengthIndicator,RSSI)来选择。多个选择需采用多数个对照表来进行定位。 举例来说，如果使用四个LPFM电台，则需要四组(四选三的组合)的对照 表。

本发明是对先前美国专利第7990314号进行改进。具体来说，本发明所 提出的一项改进内容是在区域性的基地台(BS)之外增加两个额外的参考台 (RS)。两个已知位置的参考台(RS)用于计算两线性等式的参数，以解出未知 的移动单元(MU)的位置(x,y)，而非使用点接点的测量方式。要注意的是，此 改进内容不需知道FM电台的位置。

本发明也发现到任何些微的导引信号差异都会造成相位对时间上的相对 相移。本发明提出的解决办法是对相位测量时使用相对于同步主频率信号MC 来避免相移。本发明也提出两个特殊的时间同步方法，即使用其中之一导引 信号的上升沿作为同步主频率的记号。

本发明进一步提出使用一般化正弦波形(包含19KHz导引信号)以调 频任何美国联邦通信委员会所批准的载波频带，从民用频带(26MHz)到WiFi 频带(2.4GHz)。具体而言，为应用于室内或区域性定位，可使用美国联邦通 信委员会所批准的任何频带及一普通的正弦调频波形。本定位法只需要利用 三个LPFM电台，且其中一电台兼作基地台。考虑到LPFM电台的区域性， 本发明采用一对照表格的方式来定位移动单元(MU)，与先前美国专利第 7990314号类似。这样做是考虑到线性等式会发生较大定位误差。再者，在 三个LPFM电台系统中，本发明提出使用(BS)/LPFM电台，将导引信号的 下一个上升沿定为同步的主频率信号。

本发明接着提出一个两阶或多阶的对照表，以改进定位的精准性及节省 寻找比较及计算的时间。此外，本发明提出使用三个以上的LPFM电台，以 进行三维区域性定位，或使用多个LPFM电台，以避免在室内进行二维定位 时信号的阻碍情况。

1.本发明针对先前专利做了改进，即使用两个以上区域性参考台，以简 化参数的计算方式。该参数用于两线性等式，以确定移动单元(MU)的位置。

2.本发明发现到如果FM电台的导引信号并非完全一致时，导致不同的测 量时间会出现相移的情况时，本发明提出使用一主频率信号(MC)作为进行 BS、RS及MU相位测量时的参考时刻来连续及反复测量所有电台信号的相 位。再者，本发明提出特殊的时间同步技术，即使用调频导引信号上升沿作 为主频率信号(MC)，以进行相位测量。

3.本发明进一步将室内或区域性定位系统一般化：a)使用一正规化正弦 波形以调频任何美国联邦通信委员会所批准的频带，亦即从26MHz到2.4 GHz的频带；b)使用三个LPFM电台，其中一台兼作基地台(BS)，用来测 量原始相位差，以决定移动单元(MU)的位置；c)使用一两阶对照表来决定 移动单元(MU)的更精准位置，以及节省寻找及比较的时间。

4.本发明认出LPFM电台自生正弦波信号的好处。进一步提出使用基地 台(BS)/FM1以自生正弦波相移，进而示意下一个上升沿为时间同步主频率 信号(MC)。

5.本发明提出使用四个以上的LPFM电台，以进行三维区域性定位。

6.本发明进一步提出使用三个以上的LPFM电台，以避免在二维定位时 所发生的信号被阻碍情况。

对于熟知本领域的技术人员，根据上述本发明的实施例可知，本发明可 以落实在多个方面，例如使用三个不同频率的导引信号来调频。也可以使用 自生成的三个周期性波形，比如矩形波形来调频，以进行相位差分及双差分 来定位。

综上所述，虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，但该较佳实施例并非用 以限制本发明，该领域的普通技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内， 均可作各种更动与润饰，因此本发明的保护范围以权利要求界定的范围为准。