在电压转换器启动阶段抑制电流过大的电路及方法

摘要

本发明主要涉及电源转换系统，是在电压转换器的启动阶段对电流进行控制，并提供控制电路及控制方法。在比较器的同相输入端输入一个第一电压值和在比较器的反相输入端输入一个参考电压，当第一电压值超过参考电压时，比较结果触发振荡器发出的时钟信号的频率降低，以避免流经初级绕组的初级电流过大。

说明书

技术领域

本发明主要涉及电源转换系统，确切地说，是在应用于电源领域的电压转换器中对转 换器在启动阶段的初级电流进行控制，并提供控制电路及控制方法。

背景技术

在常规的电源转换系统中，通常会采用进行恒压或恒流控制的开关电源方式。在电源 转换系统中变压器的初级绕组上控制开关元件的开启或断开，在变压器的初级绕组上周期 性的产生流经的开关元件的电流，并且初级侧的能量传递给次级侧，在次级绕组上产生的 交流电经过注入二极管及电容器等整流滤波后，转化成直流电供给负载。

反激转换器在启动的瞬间，因为输出端供给至负载的输出电压无法马上达到规格要 求，因此常规的反馈机制会使得初级绕组上的切换开关的占空比调整至最大，以便在初级 绕组上输出更多的能量，但同时使得初级绕组产生大量的涌入电流，超出各器件的承受能 力可能会烧毁切换开关等器件。在避免涌入的大量电流的现有技术中，大部分是在电源系 统上增加一软启动电路装置，拉长启动时间，让电压比较平滑缓冲的上升。该一软启动电 路虽然可以一定程度上缓解涌入电流的问题，但无法在根本上杜绝输入电流及电压过大的 问题。针对该等问题，美国专利申请US20120274299提出了增加一个调节电路来调整 PWM信号，其弊端是增加了额外的调节电路，导致成本增加并且整体电路比较复杂，而 且在重负载情况会在每个周期都触发其保护措施，以至于在重负载情况下该方案显得不太 适用，并且该系统会产生子谐波。

发明内容

在本发明提供的一种在电压转换器中抑制电流过大的电路，具有用于控制初级绕组接 通或断开的一个主开关，包括：一个采集单元，在用于屏蔽初级电流起始尖峰脉冲的一个 前沿消隐信号的有效状态结束的瞬间，探测出施加在与初级绕组串联的一个感应电阻上的 第一电压值；一个比较器，在该比较器的同相输入端输入第一电压值和在该比较器的反相 输入端输入一个参考电压；比较器输出的比较结果传输给一个振荡器，当第一电压值超过 参考电压时，比较结果触发振荡器发出的时钟信号的频率降低，以避免流经初级绕组的初 级电流超出预设值。

上述电路，当第一电压值不超过参考电压时，设置振荡器在第一工作模式下以第一频 率输出时钟信号，来确定主开关的开关周期；以及当第一电压值超过参考电压时，设置振 荡器在第二工作模式下以第二频率输出时钟信号，来确定主开关的开关周期，第二频率低 于第一频率。

上述电路，第二频率不超过第一频率的二分之一。上述电路，采集单元在前沿消隐信 号从逻辑高电平状态翻转成逻辑低电平状态的瞬间，探测出表征在前沿消隐信号的有效状 态结束的瞬间施加在感应电阻上的第一电压值。

上述的电路，采集单元包括一个第一电压跟随器，在每个周期内前沿消隐信号有效状 态结束的瞬间将第一电压值的信息输送给采集单元的一个采样保持锁存器予以存储，再由 采集单元的一个第二电压跟随器将采样保持锁存器所保存的电压予以输出。

上述电路，第一电压跟随器的正输入端耦合到感应电阻与主开关两者连接的公共节点 处，表征流经感应电阻的初级电流大小的电压感测信号在该公共节点处输送至第一电压跟 随器的正输入端。

上述电路，在第一电压跟随器的输出端和采样保持锁存器之间连接有一个受控于前沿 消隐信号的第一开关，前沿消隐信号的有效状态结束的瞬间关断第一开关，使得主开关的 每个开关周期内自前沿消隐信号从高电平翻转成低电平而结束有效状态的时刻之后，采样 保持锁存器保存的电压值数据维持在前沿消隐信号有效状态结束的瞬间施加在感应电阻 上的瞬态第一电压值水准。

在本发明另一个实施例中提供的一种在电压转换器中抑制电流过大的方法，用一个主 开关控制初级绕组接通或断开，包括：在用于屏蔽初级电流起始尖峰脉冲的一个前沿消隐 信号的有效状态结束的瞬间，利用一个采集单元探测出施加在与初级绕组串联的一个感应 电阻上的第一电压值；在一个比较器的同相输入端输入第一电压值和在该比较器的反相输 入端输入一个参考电压；将比较器输出的比较结果传输给一个振荡器，当第一电压值超过 参考电压时，比较结果触发振荡器发出的时钟信号的频率降低，以避免流经初级绕组的初 级电流超出预设值。

上述方法，当第一电压值不超过参考电压时，设置振荡器在第一工作模式下以第一频 率输出时钟信号，来确定用于控制初级绕组接通或断开的一个主开关的开关周期；以及当 第一电压值超过参考电压时，设置振荡器在第二工作模式下以第二频率输出时钟信号，来 确定主开关的开关周期，第二频率低于第一频率。

上述方法，该第二频率不超过该第一频率的二分之一。上述方法，在前沿消隐信号的 从逻辑高电平状态翻转成逻辑低电平状态的瞬间，采集单元探测出表征在前沿消隐信号的 有效状态结束的瞬间施加在感应电阻上的第一电压值。

上述方法在每个周期内前沿消隐信号有效状态结束的瞬间，采集单元的一个第一电压 跟随器将第一电压值输送给采集单元的一个采样保持锁存器存储，再由采集单元的一个第 二电压跟随器将采样保持锁存器所保存的电压信息转换成与第一电压值等值的电压值而 予以输出。

上述方法，第一电压跟随器的正输入端耦合到感应电阻与主开关两者连接的公共节点 处，表征流经感应电阻的初级电流大小的电压感测信号在该公共节点处输送至第一电压跟 随器的正输入端。

上述方法，在第一电压跟随器的输出端和采样保持锁存器之间连接有一个受控于前沿 消隐信号的第一开关，前沿消隐信号的有效状态结束的瞬间关断第一开关，使得在主开关 的每个开关周期内自前沿消隐信号从高电平翻转成低电平而结束有效状态的时刻之后，采 样保持锁存器保存的电压数据维持在前沿消隐信号有效状态结束的瞬间施加在感应电阻 上的瞬态第一电压值水准。

附图说明

阅读以下详细说明并参照以下附图之后，本发明的特征和优势将显而易见：

图1展示了反激转换器的简略电路图。

图2是在前沿消隐信号结束时采集初级绕组电流值的示意图。

图3是驱动主开关开启的瞬间用于屏蔽感测信号的前沿起始尖峰的消隐信号波形。

图4是控制信号产生器接收时钟信号来驱动功率级的范例示意图。

图5在控制信号产生器产生控制信号的一种范例。

图6是在采集施加在感应电阻上的电压感测信号的采集单元。

图7是前沿消隐信号结束时感应电阻上的电压与参考电压比较，决定输出频率。

图8-9是采取本发明的抑制电流方法与未采取该方法相比，初级电流体现出的波形。

具体实施方式

参见图1，是本发明涉及的反激Flyback电压转换器的电路结构，控制初级侧的主开 关电子元件QM例如可以是一个功率MOSFET，其具有例如漏极端的输入端和具有例如 源极端的输出端，和具有例如栅极的控制端。主开关QM的控制端接收主控制模块102 发出的控制信号并执行相应的开启或断开的响应动作，使主开关QM的接通或者断开可 对反激转换器的变压器130的初级绕组130A上流过的电流进行开或关的控制，以将初级 侧的能量传送到次级侧。其中初级绕组130A用于接收所输入的一个直流输入电压V_IN， 该直流输入电压V_IN可籍由譬如市电交流电压V_AC经过如桥式整流器等整流元件整流而 来。变压器130还具有用于输送出一个输出电压V_OUT的次级绕组130B，次级绕组130B 的极性和初级绕组130A的极性相反。次级绕组130B上连接有二极管D_O和电容器C_O的整流滤波电路，主开关QM在其切换周期的关断阶段，变压器电流从初级传递到次级， 流经次级绕组130B的次级电流I_S通过正向导通的二极管D_O给电容器C_O充电，用于生 成反激转换器的输出电压V_OUT。直流的输出电压V_OUT施加在负载R_L上，形成流经负载 R_L的输出电流I_OUT。在转换器的反馈网络中，主开关QM的源极端和接地端之间连接有 一个感应电阻R_S，源极端和感应电阻R_S未接地的一端连接于节点101处，感应电阻R_S用于检测流过初级绕组130A的初级电流I_P并在节点101提供等于电流I_P乘以感应电阻 R_S阻值的内环反馈电压，即体现为电压值的感测信号V_CS，初级电流I_P经过换算后可用 作表征流经次级绕组130B的次级电流I_S。主控制模块102的感应端口CS籍由感应电阻 R_S上感测信号V_CS来实时检测初级绕组130A的初级电流I_P信号，并作为判断是否需要 调整控制信号来调节主开关QM开或关的依据。本领域的技术人员对反激转换器的拓扑 和工作模式已经较为熟知，可省略掉的电路部分和具体运作方式不予赘述。

参见图2，展示了流经初级绕组130A的初级电流I_P和流经次级绕组130B的次级电 流I_S的大致波形。虽然本发明仅以电流连续CCM模式的电流为范例进行解释，但同样适 用于电流断续DCM模式。主开关QM受到例如脉冲宽度调制信号PWM等类似的控制信 号的驱动进行开关切换，在一个开关周期起始的t₁₁时刻初级电流I_P开始斜坡上升，在时 刻t₁₃初级电流达到峰值并关闭主开关QM，从该t₁₁时刻到t₁₃时刻是主开关QM的导通 时段T_ON。从t₁₃时刻到t₁₄时刻是主开关QM的关断时段T_OFF，次级电流I_S在从t₁₃时刻 到时刻t₁₄一直衰减，直到t₁₄时刻一个完整的周期T_S结束。

参见图3所示，为了避免在检测初级电流I_P步骤中引发不必要的误操作，通常会采 用本领域技术人员所熟知的一个前沿消隐信号LEB(Leadingedgeblanking)。在初级电 流控制的环路中，经常遭遇在主开关QM的导通瞬间初级电流I_P会有脉冲起始峰值现象， 体现的起始尖峰值initialspike在感应端口CS会反馈给主控制模块102，如果利用此时 感应电阻R_S上采样的电流值作为感测信号V_CS进行开关控制，则会因为图3中感测信号 V_CS的意外初始尖波Spike355而产生误触发动作，错误启动过电流保护机制实现保护各 电子装置的目的，使得产生控制信号的主控制模块102不再输出调制信号，从而在没有 发生真实的过流异常情况下主动诱发了错误的关闭功率主开关QM的动作。由常规的前 沿消隐电路所产生的可变或固定的前沿消隐信号LEB就是用于消除这种误触发隐患，该 信号可耦合到主开关QM的控制端以保障在前沿消隐信号LEB具有高电平这段时间不关 闭主开关QM，以便在前沿消隐信号LEB结束之后再在感应电阻RS上取样电流信号以 采样到较为真实和精准的感测信号V_CS初始值，实现利用前沿消隐信号LEB对主开关QM 导通瞬间初级电流I_P的脉冲起始峰值予以屏蔽。很容易理解，前沿消隐信号用于滤除在 主开关QM开启瞬间，当初级电流I_P开始流动而产生初始感应尖峰电压initialspike时出 现的短暂干扰脉冲，由此将在感应电阻R_S一端节点101处所产生的功率管开启感应电流 尖峰电压过滤掉。至于如何设计前沿消隐电路并非本发明的重点，已有的相关方案被本发 明视作现有技术而不予重复赘述，常规的电源设计指导手册一般都会对其做出较为详细的 介绍，还可以参考已经公开的美国专利申请US12/492748，US12/718707等文献。

参见图2～3，在主开关QM接通之后，我们需要在前沿消隐信号LEB从高电平翻转 成低电平的瞬间，也即该信号在t₁₂结束的时刻，检测出流经感应电阻R_S的初级电流I_P的一个瞬间电流值，对初级电流I_P取样的瞬间电流值记作消隐电流值I_LEB，该电流值亦即 表征了此刻施加在感应电阻R_S上的瞬间电压值，取样的方案在下文将详细介绍。

参见图4和图5，在电压转换器中，通常振荡器(oscillator)301会将它产生的时钟 信号CLK输出给一个控制信号产生器302，与主控制模块102起到相同功效的该控制信 号产生器302产生相应的控制信号CTL来驱动功率输出级303所含有的开关元件进行开 关切换，通过功率输出级303将输入电压V_IN转换成输出电压V_OUT提供给负载。时钟信 号CLK的频率决定了功率输出级303中主开关QM的开关周期。为了示范性的进行解释， 在例如图5的一个常规但非限制性的范例中，控制信号产生器302可以包括一个比较器 3021和一个RS触发器3022，其中振荡器301所产生的时钟信号CLK输送给RS触发 器3022的置位端S，该比较器3021的输出端连接到RS触发器3022的复位端R，籍由 RS触发器3022在Q输出端产生驱动主开关QM进行开关切换的控制信号CTL。时钟信 号CLK的上升沿有可能会将RS触发器3022的Q输出端置位到逻辑高电平，而比较器 3021输出的高电平比较结果则有可能会将RS触发器3022的Q输出端的控制信号从逻 辑高电平复位到逻辑低电平，以此循环开关切换。如果我们将图1中感应电阻R_S一端的 节点101处探测的体现为电压值的感测信号V_CS输送给比较器3021的正相输入端，同时 在比较器3021的反相输入端输入一个参考电压V_TH，则当初级绕组的初级电流过大超过 规范，也即感测信号V_CS比参考电压V_TH大时，会导致比较器3021输出高电平来触发 RS触发器3022关闭主开关QM，这是反激电压转换器的电流控制模式。参考电压V_TH可以是一个预设的电压值，也可以是输出电压V_OUT通过分压器获取的一个分压值与一个 阈值电压V_REF通过误差放大器比较后得到的输出电平。

参见图6，为了检测流经与初级绕组130A串联的感应电阻R_S上的初级电流，相当 于检测感应电阻R_S一端的节点101处的电压感测信号V_CS，在本发明中提供了一个采集 单元280。在用于屏蔽初级电流的起始尖峰脉冲spike的前沿消隐信号LEB的有效状态 结束的瞬间，即图3中前沿消隐信号LEB在t₁₂时刻从高电平翻转成低电平的下降沿瞬间， 采集单元280需要探测出施加在感应电阻R_S上的瞬时电压值，也即节点101处的电压感 测信号V_CS在该t₁₂瞬时的电压值，记作第一电压值V_LEB。

采集单元280至少包括一个侦测模块201，用于检测并撷取感应电阻R_S上不同时刻 的电压值，因为流经初级绕组130A上的初级电流I_P与感应电阻R_S的阻值相乘，便可转 换成横跨于感应电阻R_S上体现为电压值的感测信号V_CS，所以侦测模块201在这里实质 也是一个电流检测器。侦测模块201的一个第一电压跟随器401作为一个输入缓冲器， 其具有较高的输入阻抗特征以便与感测信号V_CS的信号源连接，高输入阻抗可以隔绝前 后级的相互影响，并且第一电压跟随器401还具有较低的输出阻抗特征以便减小捕捉时 间。第一电压跟随器401的正输入端连接到感应电阻R_S一端的节点101处，第一电压跟 随器401的负输入端则连接到它的输出端，使第一电压跟随器401由一个运算放大器配 置成电压跟随器(Voltagefollower)或单位增益缓冲器。作为可选而非必须项，还可以 在节点101与第一电压跟随器401的正输入端之间连接一个电阻R10，以及在第一电压 跟随器401的正输入端与接地端之间连接一个电容C₁，从而在第一电压跟随器401的正 输入端送入较为平滑的感测信号V_CS。

此外采集单元280还包括一个采样保持锁存器202，采样保持锁存器202具有存储 电容C₂，在第一电压跟随器401的输出端和存储电容C₂未接地的一端即节点122间设 置有一个第一开关SW1，存储电容C₂的另一端则接地。本发明提及的第一开关SW₁及 上下文的开关都是三端口的电子开关，它们有多种选择，例如P型或N型MOS晶体管 或双极晶体管或结型场效应晶体管或它们的组合开关等，可为增强型或耗尽型。在第一开 关SW1接通时第一电压跟随器401输出的电压值可以保存到存储电容C₂上，在第一开 关SW1关断时存储电容C₂不再接收来自侦测模块201输送的电压信息。将前沿消隐信 号LEB施加到第一开关SW1的控制端如栅极，前沿消隐信号LEB从t₁₁时刻到t₁₂时刻 之间的T_LEB时段为高电平逻辑状态，此阶段第一开关SW1被接通。

在主开关QM的任意一个开关周期内，从主开关QM开始被接通的时刻t₁₁到该前沿 消隐信号LEB从高电平翻转成低电平的时刻t₁₂，动态上升的感测信号V_CS一直都输入给 第一电压跟随器401，但是一旦前沿消隐信号LEB从该时刻t₁₂翻转成低电平而将第一开 关SW1断开，则自从时刻t₁₂之后至前沿消隐信号LEB进入其下一个周期的高电平状态 之前，第一电压跟随器401都无法将节点101处的原始电压值转换成次级电压传送给采 样保持锁存器202。并且时刻t₁₂对应的感测信号V_CS这一模拟量被侦测模块201跟踪捕 捉出，电压感测信号V_CS在该时刻节点101的实际瞬态电压经由第一电压跟随器401从 输出端输送出给存储电容C₂上，等于感应电阻R_S的阻值乘以此刻的消隐电流值I_LEB，采 样保持锁存器202的存储电容C₂被充电，感测信号V_CS变成储存在存储电容C₂上的数 据。通过该方案，从该时刻t₁₂到前沿消隐信号LEB的下一个周期的高电平来临之前，采 样保持锁存器202与侦测模块201之间断开，采样保持锁存器202仅仅保存t₁₂时刻对应 的施加在感应电阻R_S上的瞬态电压感测信号V_CS信息，也即一个周期T_S内第一电压跟 随器401最终输出给采样保持锁存器202的电压值被定格在t₁₂时刻对应的消隐电流值 I_LEB信息所表征的电压值，记作第一电压值V_LEB。

采集单元280还包括一个第二电压跟随器402，它的正输入端连接到节点122处， 读取存储电容C₂上的电压数据，负输入端连接到第二电压跟随器402的输出端，使第二 电压跟随器402也由一个运算放大器配置成电压跟随器(Voltagefollower)或单位增益 缓冲器。第二电压跟随器402作为一个输出缓冲器，具有较高的输入阻抗特征以防止存 储电容所保持的电压下降，并具有较低的输出阻抗特征以便与负载连接，籍由第二电压跟 随器402将节点122处存储的第一电压值V_LEB输出给下一级。

在图7中的一个比较器501的正相输入端输入前沿消隐信号LEB从高电平转换成低 电平而失效的时刻t₁₂对应的感应电阻R_S上的第一电压值V_LEB，例如可以将第二电压跟 随器402输出端所获取的为已知量的第一电压值V_LEB输出给比较器501，而在比较器501 的反相输入端输入上文提及的参考电压V_TH，同时还将该比较器501的比较结果输出给振 荡器301，由比较器501的比较结果来触发振荡器301的工作模式。当比较器501其比 较结果为低电平，也即第一电压值V_LEB不超过参考电压V_TH时，振荡器301处于例如常 规运行的第一工作模式，这一比较结果会触发振荡器301以常规的第一频率来输出时钟 信号CLK，具第一频率的时钟信号CLK确定了第一工作模式下的主开关QM的开关周期。 与之相反的是，当比较器501其比较结果为高电平，也即第一电压值V_LEB大于参考电压 V_TH时，振荡器301会调低输出频率而进入第二工作模式，这一比较结果会触发振荡器 301以第二频率来输出时钟信号CLK，该具第二频率的时钟信号CLK确定了第二工作模 式下的主开关QM的开关周期。

在电压转换器的启动阶段，当初级电流I_P一旦上升到使t₁₂时刻感应电阻R_S上的第 一电压值V_LEB比参考电压V_TH大时，一般认为是初级侧涌入的电流过大，比较器501的 比较结果立即触发振荡器301以第二工作模式运行，此时我们限定时钟信号CLK的第二 频率小于振荡器301在第一工作模式下的第一频率。作为示范，譬如第二频率可以是第 一频率的二分之一，甚至更低。较之常规运行的第一工作模式，迫使振荡器301以第二 工作模式运行，缩减振荡器301的时钟频率，相当于强制控制振荡器301降低触发控制 信号产生器302产生控制信号CTL的频率，使得在初级电流发生过流情况的特定周期内 主开关QM被关闭的时段，要比没有发生过流情况下(如振荡器301工作在第一工作模 式阶段)的常规周期内主开关QM被关闭的时段长，来抑制初级电流I_P上升得过大而超 出规范值，籍此克服背景技术提出的涌入电流过大问题。振荡器301传送的时钟信号CLK 的频率降低以后，可避免流经初级绕组的初级电流超出预设值，这个预设值与感应电阻 R_S的阻值相乘应当不超过参考电压值V_TH。

在电压转换器的启动阶段，图8中没有采用本发明方案的初级电流波形371很容易 上升到大于规范值，相应感应信号V_CS很容易超过参考电压V_TH，而采用本发明方案的初 级电流波形372则一般都在规范值内，抑制了涌入电流而保护了器件。在电压转换器即 使没有发生初级侧过流情况下的常规使用阶段，例如振荡器301输出的时钟信号CLK具 有第一频率阶段，适用于本发明方案的图9中的初级电流波形382仍然处于规范值内， 作为对比，现有背景技术的方案会导致初级电流波形381产生例如次谐波噪声现象，而 且虽然是基于在启动阶段保护装置但一旦转换器进入重负载阶段，也会错误的触发该保护 措施而不太适用。因此，在本发明之中，在前沿消隐信号LEB自身的周期内，其可在控 制信号开启主开关QM的时刻翻转成高电平也可以比控制信号开启主开关QM的时刻略 微提前，虽然在现有技术甚至本发明中，前沿消隐信号LEB主要的目的是用于忽略在主 开关QM的开启瞬间而在电阻R_S上采样的感测信号V_CS的起始阻尼振荡，防止主开关 QM在每个周期内过早的误终止，但本发明还额外利用前沿消隐信号LEB来避免流经初 级绕组的初级电流在启动阶段涌入电流过大而超出预设值。

以上通过说明和附图，给出了具体实施方式的特定结构的典型实施例，上述发明提出 了现有的较佳实施例，但这些内容并不作为局限。对于本领域的技术人员而言，阅读上述 说明后，各种变化和修正无疑将显而易见。因此，所附的权利要求书应看作是涵盖本发明 的真实意图和范围的全部变化和修正。在权利要求书范围内任何和所有等价的范围与内 容，都应认为仍属本发明的意图和范围内。