一种超声信号稀疏采样中脉冲流形成的方法与电路

摘要

本发明公开了一种超声信号稀疏采样中脉冲流形成的方法与电路，包括S1由本地振荡器产生二倍于超声信号S(t)中心频率的振荡信号；S2、振荡信号经过二分频后与S(t)进行两路单独调制混频；S3、将两路调制混频信号经过低通滤波器后产生两路输出信号；S4、将S3的两路输出信号单独平方，相加后开平方根，得到最终输出信号A(t)，A(t)就是由检测超声信号S(t)得到的脉冲流。该电路功能模块包括：本地振荡模块、正交混频模块、低通滤波模块以及取模运算模块。本发明特别适用于基于有限新息率的超声信号稀疏采样系统当中，用于实现低速率稀疏采样，大大低于常规奈奎斯特采样速率，在保留原信号信息的基础上，解决常规采样方法数据量大的问题，能够实时形成超声脉冲流。

说明书

技术领域

本发明属于超声信号稀疏采样技术领域，特别涉及一种基于有限新息率的超声信号稀 疏采样中脉冲流的形成方法及硬件前端物理实现电路。

背景技术

超声波检测是一种重要无损检测手段，为了提高检测效率、提高其对材料内部缺陷的 检出率和成像分辨率，往往采用多传感器的阵列结构、高的检测频率、以及长时间的检测， 以获得目标体的丰富的超声回波信息。但是，其带来的不利后果是出现海量检测数据，给 信号的采集、传输、存储以及实时处理带来极大的困难。为了解决这一问题，科研人员探 索采用常规香农-奈奎斯特采样方法以外的新型数据采样方法，在不丢失或尽量少丢失目标 体信息的前提下，减少采集数据量。

近几年来，围绕降低超声信号采样速率，减少采集数据量的新方法不断涌现。其代表 性的采样方法主要有压缩传感技术和有限新息率采样技术。这些方法均属于信号的稀疏采 样方法。尽管这些方法均可有效地降低对信号的采样速率，但目前还主要停留在理论分析 阶段，在理论上实现了对信号的稀疏采样，并验证了经这些采样方法对信号进行采样后， 信号中的有用信息可以重建。压缩传感(CompressiveSensing，CS)理论的出现打破了常 规奈奎斯特采样对最低采样频率的限制，为实现高速信号的低速采集奠定了基础。目前， CS理论已广泛应用于通信、无线传感网络等领域的信号采集中。其硬件实现模型主要有模 拟/信息转换器(Analog-to-InformationConvertor，AIC)及调制宽带转换器(Modulated WidebandConversion，MWC)等。新息率的概念来源于FRI(FiniteRateofInnovation)理 论，可针对特定的脉冲或脉冲流信号进行采样，它最早由Vetterli等人提出来。FRI理论是 传统的香农采样理论和次奈奎斯特采样相结合的采样信号方案，以新息率速率进行采集。 具有FRI性质的信号可以由已知脉冲的时延和幅值完备的表示，因此可以降低信号采样速 率，减少数据量。超声波检测回波信号可以看作是由一系列高斯脉冲信号叠加组成，因此 具有FRI信号性质，可以采用FRI理论进行信号采集和重建。超声信号的FRI采样方法最 早由以色列的YC.Eldar等人在2011年发表的论文(Innovationratesamplingofpulsestreams withapplicationtoultrasoundimaging，IEEETransactionsonSignalProcess，2011，59(4)， 1827-1842)当中提出。由于原始超声信号不属于FRI信号，不能直接进行FRI采样。必 须由原始检测信号形成脉冲流才能进行有限新息率稀疏采样。

现有的超声脉冲流的提取方法主要是通过软件算法来实现，即先将原始信号以高于奈 奎斯特频率的采集速率进行采集，然后利用解调算法对采集的数字信号进行处理，得到脉 冲流信号。根据资料(卢振坤.参数化的超声回波模型及其参数估计[D].华南理工大学.2013； 林伟毅.基于FRI的超声波低频成像[D].华南理工大学.2013；曹文，刘春梅，胡莉.一种超 声回波信号的数字正交检波方法及FPGA实现[J].西南科技大学学报.2006，21.第3期，56-60)， 目前超声脉冲流的软件提取方法主要有包络检波法，希尔伯特变换法和正交解调法等。软 件方法提取信号包络具有精度高，灵活性、通用性强等特点。但是此类方法是建立在传统 的香农采样定理的基础上，需要对原始信号进行常规奈奎斯特采样，不属于稀疏采样的物 理实现方法。

要想使稀疏采样方法真正用于实际，必须从根本上解决脉冲流的物理实现问题，本发 明专门针对超声信号，提出了一种超声脉冲流的物理形成方法和电路。

发明内容

为了解决现有的软件算法不能实现超声信号FRI直接物理采样的问题，本发明提出一 种基于正交解调原理的超声脉冲流物理形成方法和电路，利用模拟电路来实现超声信号直 接提取脉冲流信号。该方法具有易于实现，解调精度高且无需精确的载波频率的特点。实 现本发明的技术方案如下：

一种超声信号稀疏采样中脉冲形成的方法，包括如下步骤：

步骤1，由本地振荡器产生固定频率的方波振荡信号F_LO(t)，其振荡频率f_c满足： f_c＝2f₀；其中，f₀为超声回波信号中心频率；

步骤2，将步骤1中所述振荡信号F_LO(t)进行二分频，形成两路幅值相等、频率相同、 相位差为90度的方波载波信号，分别为F₁(t)、F₂(t)；

步骤3，将接收到的中心频率为f₀的超声回波信号S(t)分别与步骤2中所述两路方波信 号F₁(t)、F₂(t)相乘混频，对超声回波信号进行频谱搬移，形成两路包含低频分量和高次谐 波分量的正交信号I(t)、Q(t)；

步骤4，对步骤3中所述两路正交信号I(t)、Q(t)进行低通滤波，滤除高次谐波分量， 形成两路低频分量信号I′(t)、Q′(t)；

步骤5，对步骤4中所述两路正交的低频分量信号I′(t)，Q′(t)进行取模运算，获取用 于FRI稀疏采样的超声脉冲流信号A(t)，具体包括：对所述两路正交的低频分量信号I′(t)、 Q′(t)分别平方相加，再对运算结果进行开平方根运算，得到超声脉冲流信号A(t)。

进一步优选方案，步骤2还包括：设实际载波信号频率与实际超声回波信号中心频率 存在频差为Δf，以超声回波信号为参考，建立F₁(t)、F₂(t)的傅立叶级数展开式分别如下：

$\left(\begin{array}{c}{F}_1\left(t\right)=K\left(\sin \right(2\pi \left(f_0+\Delta f\right)t)+\frac{1}{3}\sin (6\pi \left(f_0+\Delta f\right)t)+\frac{1}{5}\sin (10\pi \left(f_0+\Delta f\right)t)\\ +\frac{1}{7}\sin \left(14\pi \right(f_0+\Delta f\left)t\right)+\mathrm{...}+\frac{1}{n}\sin \left(2n\pi \right(f_0+\Delta f\left)t\right)+\mathrm{...})\end{array}\right)$

$\left(\begin{array}{c}{F}_2\left(t\right)=K\left(\cos \right(2\pi \left(f_0+\Delta f\right)t)-\frac{1}{3}\cos (6\pi \left(f_0+\Delta f\right)t)+\frac{1}{5}\cos (10\pi \left(f_0+\Delta f\right)t)\\ -\frac{1}{7}\cos \left(14\pi \right(f_0+\Delta f\left)t\right)+\mathrm{...}+\frac{1}{n}\cos \left(2n\pi \right(f_0+\Delta f\left)t\right)-\mathrm{...})\end{array}\right)$

式中，K为载波幅值系数，n＝1，3，5，…。

进一步优选方案，步骤3还包括：将超声回波信号S(t)看成是由探头中心频率信号进 行幅值调制的高斯脉冲流信号，并建立如下数学表达式：

式中，L为回波个数；为回波幅值系数；为回波带宽因子；τ为回波到达 时刻；f₀为超声回波信号中心频率；为初相位；A(t)表示脉冲数为L的高斯脉冲流信号，

进一步优选方案，步骤4中所述低通滤波器的参数根据下式确定：

$\left(\begin{array}{c}{f}_p>\frac{{\mathrm{BW}}_{A\left(t\right)}}{2}+\left|\Delta f\right|\\ f_s<2f_0-\frac{{\mathrm{BW}}_{A\left(t\right)}}{2}+\Delta f\end{array}\right)$

其中，f₀表示超声回波信号中心频率；f_p表示滤波器通带截止频率；f_s表示滤波器阻带 截止频率；BW_A(t)表示超声脉冲流信号A(t)的带宽。

为了将上述方法在硬件底层上实现，本发明还提出了一种超声信号稀疏采样中脉冲形 成的电路，包括：本地振荡模块、正交混频模块、低通滤波模块、取模运算模块；所述本 地振荡模块的输出经二分频后与所述正交混频模块相连接，所述正交混频模块、所述低通 滤波模块、所述取模运算模块依次相连接；

所述本地振荡模块用于产生方波信号，所述方波信号频率f_c＝2f₀，f₀为超声回波信号 中心频率；所述方波信号经二分频后产生频率为f₀、 相位差为90度的两路方波载波信号F₁(t)、F₂(t)；

所述正交混频模块用于将超声回波信号分别与所述两路载波信号F₁(t)、 F₂(t)相乘混频，得到两路正交信号I(t)、Q(t)；

所述低通滤波模块用于滤除正交混频模块输出的两路正交信号中的高次谐波部分，得 到低频信号I′(t)、Q′(t)；

所述取模运算模块用于提取所述低通滤波模块输出两路信号中的直流分量，并合成脉 冲流信号，得到用于FRI稀疏采样的超声脉冲流信号A(t)。

进一步优选方案，所述本地振荡模块采用变容二极管SVC321以及高速CMOS施密特 反相器74HC14构成压控方波振荡电路，由分压电路提供0～10V控制电压，通过直流偏 置电阻R1加到变容二极管上，并利用大电容C1将控制电压与CMOS施密特反相器输入 端隔离，变容二极管电容量的变化范围为20pF～400pF，电阻R2和变容二极管的电容VC1 的时间常数决定振荡信号的频率f_c。

进一步优选方案，所述正交混频模块采用集成正交解调芯片RF2713实现，所述本地 振荡模块产生的信号F_LO(t)通过电容C2以交流耦合的方式输入到RF2713的LO输入引脚， 所述RF2713内部包括一个数字分频器，将F_LO(t)二分频为两路相位差为90度的方波载波 信号；超声回波信号S(t)通过电容C3以交流耦合的方式输入RF2713，并通过内部两路吉 尔伯特混频单元与两路方波载波信号分别进行混频，混频后的两路输出信号I(t)、Q(t)分 别通过电容C7、C8以交流耦合的方式输出。

进一步优选方案，所述低通滤波模块由集成运放芯片AD847和若干电阻电容构成 SallenKey结构的三阶线性相位低通滤波器。

进一步优选方案，所述取模运算模块包括两路平方运算电路、一路加法运算电路以及 一路开平方根运算电路，所述两路平方运算电路均与所述加法运算电路相连，所述加法运 算电路与所述开平方根运算电路相连；

所述平方运算电路和开平方根运算电路均由集成模拟乘法器芯片AD734和若干电阻 电容实现，所述加法运算电路由集成运放芯片AD847构成同相加法器。

本发明的有益效果：

1、本发明异于现有的超声信号FRI采样中利用软件方法提取超声脉冲流的方法，利 用硬件电路直接提取超声脉冲流信号，适合于超声信号FRI采样系统当中。

2、提出的基于正交解调原理的超声脉冲流物理形成方法，能够从原始超声回波信号 中准确提取出脉冲流信号。

3、该方法允许载波频率与实际回波信号中心频率有一定的偏差，降低了设计复杂度。

4、所设计的超声脉冲流物理形成电路，利用集成芯片组建成的模拟电路实现正交解 调过程，电路结构简单易于实现。

5、该脉冲流的硬件实现是超声信号稀疏采样物理实现的关键，在保证信号中信息完 整性的同时，可极大地减少数据采集量，解决常规采样方法数据量太大的问题。

附图说明

图1为本发明中超声脉冲流物理形成方法原理图；

图2为本发明实施例中实际超声回波信号；

图3为现有的软件方法提取的超声脉冲流信号；

图4为本发明实施例中实际电路提取的超声脉冲流信号；

图5为本发明实施例中本地振荡模块电路原理图；

图6为本发明实施例中正交混频模块电路原理图；

图7为本发明实施例中低通滤波模块电路原理图；

图8为本发明实施例中取模运算模块电路原理图。

图中标记：S1-本地振荡模块，S2-正交混频模块，S3-低通滤波模块，S4-取模运算模 块。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明的技术方案作进一步描述。

本实施例中所用实际超声回波信号如图2所示。超声探头中心频率为5MHz，实际测 定回波信号中心频率f₀约为3.5MHz。

根据实际回波信号的中心频率确定本地振荡器的振荡输出信号F_LO(t)的频率f_c：

f_c＝2f₀＝7MHz

由于实际超声回波信号中心频率f₀受外界因素影响，会产生一定的频率波动，而所述 振荡信号F_LO(t)由于模拟电路的性能限制，与理论计算值之间也会存在一定的频率偏差。 因此，由其分频后产生的实际载波信号频率与实际回波信号中心频率存在一定的频差Δf。 以回波信号为参考，则载波信号频率为(f₀+Δf)，两路载波信号F₁(t)、F₂(t)的傅立叶级数 展开式分别为：

$\left(\begin{array}{c}{F}_1\left(t\right)=K\left(\sin \right(2\pi \left(f_0+\Delta f\right)t)+\frac{1}{3}\sin (6\pi \left(f_0+\Delta f\right)t)+\frac{1}{5}\sin (10\pi \left(f_0+\Delta f\right)t)\\ +\frac{1}{7}\sin \left(14\pi \right(f_0+\Delta f\left)t\right)+\mathrm{...}+\frac{1}{n}\sin \left(2n\pi \right(f_0+\Delta f\left)t\right)+\mathrm{...})\end{array}\right)$

$\left(\begin{array}{c}{F}_2\left(t\right)=K\left(\cos \right(2\pi \left(f_0+\Delta f\right)t)-\frac{1}{3}\cos (6\pi \left(f_0+\Delta f\right)t)+\frac{1}{5}\cos (10\pi \left(f_0+\Delta f\right)t)\\ -\frac{1}{7}\cos \left(14\pi \right(f_0+\Delta f\left)t\right)+\mathrm{...}+\frac{1}{n}\cos \left(2n\pi \right(f_0+\Delta f\left)t\right)-\mathrm{...})\end{array}\right)$

式中，K为载波幅值系数，n＝1，3，5，…。

所述超声回波信号S(t)可以看成是由探头中心频率信号进行幅值调制的高斯脉冲流信 号，可由如下数学模型近似表示：

式中，L为回波个数；为回波幅值系数；为回波带宽因子；τ为回波到达 时刻；f₀为回波信号中心频率；为初相位；A(t)表示脉冲数为L的高斯脉冲流信号，

将所述超声回波信号S(t)与所述两路载波信号F₁(t)，F₂(t)相乘，得到两路正交信号I(t)， Q(t)：

因此，混频过后形成的两路信号I(t)，Q(t)中分别包含低频分量以及频率为2f₀+Δf以上的高次谐波分量。

通过低通滤波将I(t)，Q(t)中频率为2f₀+Δf以上的高次谐波分量滤除，只保留低频分 量，从而得到低频正交信号I′(t)，Q′(t)。

滤波器参数的设定，可根据下式确定：

$\left(\begin{array}{c}{f}_p>\frac{{\mathrm{BW}}_{A\left(t\right)}}{2}+\left|\Delta f\right|\\ f_s<2f_0-\frac{{\mathrm{BW}}_{A\left(t\right)}}{2}+\Delta f\end{array}\right)$

其中，f₀表示超声回波信号中心频率；f_p表示滤波器通带截止频率；f_s表示滤波器阻带 截止频率；BW_A(t)表示超声脉冲流信号A(t)的带宽。

滤除高频分量后，形成两路所述低频正交信号I′(t)，Q′(t)，其表达式为：

对I′(t)，Q′(t)分别平方后相加，再进行开平方根运算：

由此得到超声脉冲流信号A(t)。

可见，通过合理设计滤波器的参数，可以使得由频差Δf引入的误差在取模运算过程中 被消除掉。因此该方法允许载波信号频率与回波信号中心频率存在一定的频差，这为硬件 电路的设计放宽了限制。

如图1所示，为本发明中超声脉冲流物理形成方法原理图。包括：本地振荡模块S1、 正交混频模块S2、低通滤波模块S3、取模运算模块S4；所述本地振荡模块的输出经二分 频后与所述正交混频模块相连接，所述正交混频模块、所述低通滤波模块、所述取模运算 模块依次相连接；

所述本地振荡模块用于产生方波信号，所述方波信号频率f_c＝2f₀，f₀为超声回波信号 中心频率；所述方波信号经二分频后产生频率为f₀、 相位差为90度的两路方波载波信号F₁(t)、F₂(t)；

所述正交混频模块用于将超声回波信号分别与所述两路载波信号F₁(t)、 F₂(t)相乘混频，得到两路正交信号I(t)、Q(t)；

所述低通滤波模块用于滤除正交混频模块输出的两路正交信号中的高次谐波部分，得 到低频信号I′(t)、Q′(t)；

所述取模运算模块用于提取所述低通滤波模块输出两路信号中的直流分量，并合成脉 冲流信号，得到用于FRI稀疏采样的超声脉冲流信号A(t)。

本发明中的本地振荡模块S1，如图5所示。产生频率为超声回波信号中心频率两倍的 方波振荡信号。该模块采用变容二极管SVC321以及高速CMOS施密特反相器74HC14构 成压控方波振荡电路。由分压电路提供0～10V控制电压，通过直流偏置电阻R1加到变容 二极管上，并利用大电容C1将控制电压与CMOS芯片输入端隔离。变容二极管电容量的 变化范围约为20pF～400pF，电阻R2和变容二极管的电容VC1的时间常数决定振荡信号的 频率，振荡频率f_c可由下式近似表示：

$f_c\approx \frac{1}{R_2{\mathrm{VC}}_1}$

本发明中的正交混频模块S2，如图6所示。对本地振荡信号F_LO(t)二分频形成两路相 位差90度的方波载波信号，并将原始超声信号与两路载波信号进行混频，输出两路正交 信号I(t)，Q(t)。该模块采用集成正交解调芯片RF2713来实现其功能。本地振荡信号F_LO(t) 通过电容C2以交流耦合的方式输入到RF2713的LO输入引脚，其内部包括一个数字分频 器，将F_LO(t)二分频为两路相位差为90度的方波载波信号。超声回波信号S(t)通过电容C3 以交流耦合的方式输入RF2713，并通过内部两路吉尔伯特混频单元与两路载波信号分别进 行混频。两路输出信号I(t)，Q(t)分别通过电容C7，C8以交流耦合的方式输出。

本发明中的低通滤波模块S3，如图7所示。用于滤除正交混频模块S2中输出的两路 正交信号I(t)，Q(t)中高次谐波分量。该模块包括两路参数一致的滤波电路，如(a)(b) 所示，分别实现对I(t)，Q(t)的滤波。每一路采用集成运放芯片AD847构成SallenKey结 构的三阶线性相位低通滤波器。

本发明中的取模运算模块S4，如图8所示。用于提取S3低通滤波模块输出两路信号 中的直流分量，并合成脉冲流信号。该模块包括两路平方运算电路，一路加法运算电路以 及开平方根运算电路。其中平方运算和开平方根运算电路采用集成模拟乘法器芯片AD734 构成，加法运算电路采用集成运放芯片AD847构成同相加法器。

利用本发明提出的超声脉冲流物理形成方法与电路从图2所示超声回波信号中提取的 超声脉冲流信号如图4所示。图3为利用现有的正交解调软件方法从图2所示超声回波信 号中提取的超声脉冲流信号。在现有的脉冲流形成算法中，正交解调算法的精度最高，可 以满足超声信号稀疏采样中对脉冲流的波形要求。从图3和图4的对比中可以看出，通过 本发明中的硬件电路提取的脉冲流与正交解调算法中提取的脉冲流波形非常接近，能满足 硬件稀疏采样中对脉冲流的波形要求。并且避免了现有算法需要先按常规采样得到信号， 再通过算法形成脉冲流的环节，实现了脉冲流的直接硬件形成，具有实时性。本发明是物 理实现超声信号稀疏采样的关键。

应当理解，虽然本说明书按照实施方式加以描述，但并非每个实施方式仅包含一个独 立的技术方案，本领域技术人员应当将说明书作为一个整体，各实施方式中的技术方案也 可以经适当组合，形成本领域技术人员可以理解的其他实施方式。

上文所列出的一系列的详细说明仅仅是针对本发明的可行性实施方式的具体说明，它 们并非用以限制本发明的保护范围，凡未脱离本发明技艺精神所作的等效实施方式或变更 均应包含在本发明的保护范围之内。