连续导通模式(CCM)反激变换器零电压开关的系统和方法

摘要

提供了连续导通模式(CCM)反激变换器零电压开关的系统和方法。可以通过在初级电路从断开状态转变为导通状态之前立即减小初级绕组两端的电压差，实现连续导通模式(CCM)反激变换器中的零电压开关。在一个示例中，电压差减小到初级绕组两端的极性被反转的程度。在另一示例中，初级绕组两端的电压差显著减小，但没有到极性反转的程度。减小跨初级绕组的电压差可以减小开关晶体管的电流路径(例如FET晶体管中的源极-漏极)两端的电压电势，开关晶体管用于将初级电路从断开状态转变为导通状态，当开关晶体管被激活(闭合)时，其可减少寄生功率损耗。

说明书

技术领域

本公开总体上涉及一种电子装置，更具体地涉及一种用于在连续 导通模式(CCM)反激变换器中零电压开关的系统和方法。

背景技术

供电系统是普遍应用于从计算机到汽车的许多电子应用中。通 常，供电系统内的电压是通过执行DC-DC、DC-AC和/或AC-DC变 换产生的，这些变换是通过操作装载有电感器或变压器的开关。一类 这样的系统包括开关模式电源装置(SMPS)。SMPS通常比其他类型 的电力变换系统更有效，因为电力变换是通过电感器或变压器的受控 充电和放电执行的，并且由于电阻性电压降两端的功率耗损而降低了 能量损失。

SMPS通常包括至少一个开关和电感器或变压器。反激变换器是 一种类型的SMPS，其实现了具有在输入和任何输出之间电流隔离的 电压变换。如其他SMPS，反激变换器可以运行在连续导通模式 (CCM)或不连续导通模式(DCM)。

发明内容

本发明的实施例总体上实现了技术优点，其描述了用于在连续导 通模式(CCM)反激变换器中零电压开关的系统和方法。

根据实施例，提供了一种用于操作开关模式电源的方法。在本例 中，方法包括停用耦合到开关模式电源中的变压器的初级绕组的第一 开关，以便在跨变压器的初级绕组创建电压差。变压器包括次级绕组， 其至少包括与第二绕组部分串联耦合的第一绕组部分。串联电感器耦 合到次级绕组的第二绕组部分。方法还包括激活第二开关，以便在初 级绕组的第一绕组部分和第二绕组部分之间产生电流不平衡。第二开 关的负载路径耦合到公共节点，该公共结点对于初级绕组的第一绕组 部分和第二绕组部分两者共用。方法还包括停用第二开关，以便减少 跨次级绕组的第一绕组部分的电压差，并在停用第二开关之后重新激 活第一开关，以便启动开关模式电源中的变压器的充电。

根据另一实施例，提供了一种半导体器件。在本例中，半导体器 件包括适于监控开关模式电源中的部件的监控电路以及耦合到监控 电路的开关定时电路。开关模式电源中的变压器包括耦合到初级侧开 关的初级绕组，以及次级绕组，次级绕组至少包括与第二绕组部分串 联耦合的第一绕组部分。串联电感器耦合到次级绕组的第二绕组部 分。开关定时电路适于至少控制次级侧开关，次级侧开关具有耦合到 公共节点的负载路径，公共节点位于次级绕组的第一绕组部分和第二 绕组部分之间。开关定时电路配置为激活次级侧开关，以便从串联电 感器中存储的能量在第一绕组部和第二绕组部之间产生电流不平衡， 并且停用次级侧开关，以便从第一绕组部和第二绕组部之间的电流不 平衡在公共节点处产生电压电势。在公共节点处的产生电压电势减少 了跨次级绕组的第一绕组部分的电压差。

根据又一实施例，提供了一种开关模式电源。在本例中，开关模 式电源包括变压器，其包括次级绕组，次级绕组至少具有第一绕组部 分和第二绕组部分。开关模式电源进一步包括耦合到变压器初级绕组 的初级侧开关，以及耦合到公共节点的次级侧开关，公共节点位于次 级绕组的第一绕组部分和第二绕组部分之间。开关模式电源进一步包 括耦合到次级绕组的串联电感器。次级绕组的第二绕组部耦合在公共 节点和串联电感器之间。

附图说明

为了对于本发明及其优点具有更完整的理解，结合附图参考以下 描述，其中：

图1示出了常规反激变换器架构的视图；

图2A-2C示出了实施例的反激变换器架构的视图；

图3示出了在零压开关的多次重复的实施例的反激变换器架构的 电流和电压读数的时序图；

图4示出了实施例的反激变换器架构在单个零压开关循环的不同 阶段上的电流和电压读数的时序图；

图5A-5G示出了实施例的反激变换器架构在零压开关循环的不 同阶段上的视图；

图6示出了实施例的反激变换器的方框图；

不同图中的相应数字和符号通常涉及相应的部件，除非另有说 明。附图清楚地示出了优选实施例的相关方面，并且不一定按比例绘 制。为了更清楚地显示特定实施例，在数字后可以加上字母，其表示 相同结构、材料或过程步骤的变化。

具体实施方式

现有优选实施例的制造和使用在下面被详细讨论。但是，应当理解， 本发明提供了许多可适用的可以实施在各种各样的特定环境中的创新 性概念。讨论的特定实施例仅仅说明了制造和使用本发明的特定方式， 并且不限制本发明的范围。

将参照具体说明书中的优选实施例描述本发明，即用于反激配置中 的开关模式电源的系统和方法。本发明的实施例还可以应用于其他开关 模式电源配置和其他系统和应用，包括其他电路，其对包括但不限于电 力系统和电机控制系统进行开关。

一般说来，当从高压源开关功率时，零电压变换是有利的，因为将 初级电路从断开状态转变为导通状态时，它减少了通过寄生电容的功率 泄漏。当变压器在初级电路转变为导通状态之前完全放电，常规的DCM 反激变换器可以实现零电压开关，当输入电压增加，例如在准谐振模式 反激变换器的情况下，这可能变得困难。相反地，常规的CCM反激变 换器架构不能实现零电压开关，因为当初级电路从断开状态转变为导通 状态时，变压器保持至少部分充电。因此，期望用于实现CCM反激变 换器中的零电压开关的技术。

本发明的方案提供了实施例的CCM反激变换器架构，其实现了零 电压开关。这可以是有利的，只要它允许CCM架构运行在(或接近) DCM效率，同时仍然具有CCM相关的优点，例如，更小的无源部件尺 寸等等。实施例通过在将初级电路从断开状态转变为导通状态之前减小 了初级绕组两端的电压差，实现了零电压开关。在一个示例中，电压差 减小至初级绕组两端极性被反转的程度。在另一例子中，初级绕组两端 的电压差显著地减少，但是并非达到极性真正反转的程度。减小初级绕 组两端的电压差可以减小开关晶体管电流路径(例如FET晶体管中的 源极-漏极)两端的电压差，开关晶体管用于将初级电路从断开状态转变 为导通状态。由于减小了电压电势，当开关晶体管被激活(闭合)以将 初级电路从断开状态转变为导通状态时，有较少的寄生功率损耗。一种 用于减小初级绕组两端电压差的技术是为了在次级绕组的不同部分两 端产生电流不平衡。下面更详细地讨论这些和其他细节。

常规的CCM反激变换器架构不能实现零电压开关，因为将初级电 路从断开状态转变为导通状态时，变压器保持至少部分充电。图1示出 了常规的反激变换器架构100，用于将输入电压(V_IN)变换为输出电压 (V_out)。常规的反激变换器架构100包括初级电路、次级电路、以及用 于将电磁能从初级电路转移至次级电路的变压器。如图所示，初级电路 包括初级开关晶体管(Q₁)和变压器的初级绕组110，次级电路包括变 压器的次级绕组120。初级开关晶体管(Q₁)被激活(例如闭合)以启 动初级绕组110的充电，并且停用(例如断开)以启动将存储在初级绕 组110中的电磁能转移至次级绕组120。显著地，当开关晶体管(Q₁) 被停用(例如断开)时，电压差(V_P)产生于初级绕组110两端，其引 起了流过次级电路的电流以及在开关晶体管(Q₁)的漏极和源极端子之 间构建电压电势(V₁)。当开关晶体管(Q₁)重新激活(例如闭合)以 重新对初级绕组110充电，电压电势(V₁)消耗在初级开关晶体管(Q₁) 的漏极-源极路径两端，其构成了寄生功率损耗，其减小了常规反激变换 器架构100的运行效率。

本公开的方面减少了通过零电压开关的许多前述寄生功率损耗。特 别地，实施例的技术减小了初级开关晶体管重新激活之前初级绕组两端 的电压差，其基本将电压电势(V₁)放电至变压器的初级绕组中，从而 允许初级开关晶体管在(或接近)零电压状态被重新激活。

图2A-2B示出了实施例的反激变换器架构200，用于实现零电压开 关。实施例的反激变换器架构200包括初级电路、次级电路、以及用于 将功率从初级电路转移至次级电路的变压器。实施例的反激变换器架构 200的初级电路包括初级开关晶体管(Q₁)和变压器的初级绕组210。 初级开关晶体管(Q₁)被激活(例如闭合)以开始初级绕组110的充电， 并且停用(例如断开)以开始将存储在初级绕组110中的电磁能转移至 次级电路。

次级电路包括次级开关晶体管(Q₃)、变压器的次级绕组220、串联 电感器(S_L)以及晶体管(Q₂)或二极管(D1)，分别如图2A和2B所 示。在一些实施例中，串联电感器(S_L)的电感包括次级侧变压器(S1) 的电感的一部分(例如百分之十等)。次级绕组220包括第一绕组部分 (S₁)和第二绕组部分(S₂)。在实施例中，次级绕组220电磁地耦合到 初级绕组210，使得初级绕组210两端的电压差对应于次级绕组220的 第一绕组部(S₁)两端的电压差。

次级开关晶体管(Q₃)可以被操作(例如闭合)，以便在放电周期 期间在次级绕组220的第一绕组部分(S₁)和第二绕组部分(S₂)之间 产生电流不平衡。电流不平衡可以由于存储在串联电感器中的能量而产 生。在产生电流不平衡之后，次级开关晶体管(Q₃)可以被停用(例如 断开)，以驱动公共节点的电压，并让电流不平衡反转次级绕组220的 第一绕组部分(S₁)两端的电压差。这可以依次反转初级绕组210上的 电压差，例如，V_D<0，或将初级绕组上的电压差减小到低于电压阈值， 电压阈值提供了小的(或可管理的)功率损耗，例如，V_D<V_threshold。因 此，初级开关晶体管(Q₁)的源极-漏极两端的电压电势(V₁)可以被放 电至变压器的初级绕组210中，从而启用初级开关晶体管(Q₁)的零电 压开关。图2C示出了实施例的反激变换器架构200的简化视图291。在 简化视图291中，初级开关晶体管(Q₁)表示为与电容器并联耦合的开 关，并且次级开关晶体管Q₃表示为与电容器和体二极管串联耦合的开 关。

操作初级和次级开关电路以实现零电压开关可以发生在连续的阶 段上。图3示出了实施例的反激变换器架构200在零电压开关的三次重 复的电流和电压读数的时序图。如图所示，第一间隔从T0到T1，第二 间隔从T1到T2，并且第三间隔从T2到T3，每个间隔包括六个阶段。 尽管本发明的实施例的反激架构被描述为运行在六个阶段，本领域技术 人员将认识到，实施例的架构也可以在不同数量的阶段中实现零电压开 关。如本文所用的，零电压开关指的是，当源极-漏极两端的电压电势(V₁) 小于阈值，激活(例如闭合)初级开关元件。在一些实施例中，当电压 电势(V₁)为零时，零电压开关发生。在其他实施例中，当电压电势(V₁) 稍微为正时，零电压开关发生。在另外的实施例中，当电压电势(V₁) 为负时，零电压开关发生。

图4示出了实施例的反激变换器架构200在零电压开关的单次重复 上的电流和电压读数的时序图。如图所示，零电压开关的单次重复包括 六个阶段，即：第一阶段从t0到t1；第二阶段从t1到t2；第三阶段从 t2到t3；第四阶段从t3到t4；第五阶段从t4到t5；以及第六阶段从t5 到t6。现在将参照图5A-5F所示的视图描述这六个阶段。当初级开关晶 体管(Q₁)被激活(闭合)以引起通过初级绕组210的电流(I_P)，第一 阶段开始(在T＝t0)，如图5A所示。此时，次级开关晶体管(Q₃)被停 用(例如断开)。一旦充电周期完成，初级开关晶体管(Q₁)被停用(断 开)以引起通过次级绕组的变压器放电，其标记了在T＝t1从第一阶段到 第二阶段的转变。

在第二阶段期间，初级和次级开关元件保持停用，如图5B所示。 通过次级绕组的变压器放电产生了通过次级绕组220的第一绕组部分 (S₁)的电流(I₁)。最初，电流(I₁)的大部分通过次级开关晶体管的 体二极管被汲取，如电流(I₃)所示。然而，随着时间的推移(例如， 从T＝t1到T＝t2)，电流(I₁)的增加量通过次级绕组220的第二绕组部 分(S₂)被汲取，如电流(I₂)所示。

当次级开关元件(Q₃)的体二极管停止导通(例如I₃≈0)，电路从 第二阶段转变至第三阶段(在T＝t2)，如图5C所示。此时，电流(I₁) 几乎完全地通过次级绕组的第二绕组部分(S₂)(例如I₁＝I₂)被汲取， 而且次级绕组220的第一绕组部分(S₁)和第二绕组部分(S₂)以及串 联电感器(S_L)开始放电。此阶段构成了其中发生大部分能源从次级绕 组220转移到负载的周期。

在电流(I₁)达到零之前，次级开关元件(Q₃)被激活，以将电路 从第三阶段转变为第四阶段(在T＝t3)，如图5D所示。在实施例中，当 电流(例如I₁、I₂等)下降至低于阈值，开关元件(Q₃)被激活。在另 一个实施例中，当电压(例如V_S、V_D等)下降至低于阈值，开关元件 (Q₃)被激活。此时，转移(例如，释放)自串联电感器(S_L)的能量 创建了电流(I₁)和电流(I₂)之间的电流不平衡，例如I₂>I₁。因此，一 些电流(I₂)通过次级开关晶体管(Q₃)被汲取，从而在第四阶段期间 (例如，从T＝t3到T＝t4)驱动电流(I₃)为负。

次级开关元件(Q₃)被停用(例如断开)，以将电路转变为第五阶 段(在T＝t4)，如图5E所示。在该阶段期间，次级绕组的第一绕组部分 (S₁)和第二绕组部分(S₂)之间的电流不平衡(例如I₂＞I₁)在次级开 关晶体管(Q₃)的源极-漏极路径之间产生电压电势(V₃)。该电压电势 驱动次级绕组220的第一绕组部分(S₁)和第二绕组部分(S₂)之间的 公共节点的公共节点电压，从而在第五阶段期间减小次级绕组220的第 一绕组部(S₁)两端的电压差(V_S)。由于初级绕组210和次级绕组220 之间的电磁耦合关系，次级绕组220的第一绕组部分(S₁)两端的电压 差(V_S)的减小导致初级绕组210两端的电压差(V_D)的相应减小。 在一些实施例中，电压差(V_S)和/或电压差(V_D)中的一个或两个的 极性被反转，例如，V_S<0和/或V_D<0。在其他实施例中，电压差(V_S) 和/或电压差(V_D)简化为下降到阈值以下，例如V_S<V_threshold和/或 V_D<V_threshold。

当初级绕组210两端的电压差(V_D)在T＝t5处下降到阈值以下时， 电路转变至第六阶段(在T＝t5)，如图5F所示。此时，初级开关晶体管 (Q₁)的源极和漏极之间的电压电势(V₁)基本上进入初级绕组210， 其中它被存储用于下一次重复期间的变换。因此，初级开关晶体管(Q₁) 可以被激活(例如闭合)以实现零电压开关，如图5G所示，其将电路 转变回到阶段一。

如下观察涉及各个阶段。在阶段二期间：当初级开关电感器被断开 时，变压器磁化能源将引起它的电压反转。由于电感添加到Q₂路径上， 电流将首先流过Q₃体二极管。这有效地将变压器的S₂绕组和S_L并联， 而且TX1电流的一部分将分流到该回路中，在S_L中形成电流。在这阶 段期间，绕组电压可以约等于Vout/Ns1。

在阶段三期间：当S_L电流变成等于变压器S₁电流时，Q₃体二极 管可以停止导通，而且S_L、S₂和S₃可以开始放电。在这阶段期间，大 部分电流可以流过Q₂，Q₂可以作为任何同步MOSFET(或二极管)被 控制。因为绕组电压在阶段三期间可以低于阶段二期间(例如它现在共 享在串联的S₁/S₂和S_L之间)，电流di/dt可不被减小。在初级侧上，这 可以引起Q₁漏极电压下降。在一些实施方案中，由于Q₃中未抑制的漏 极-源极电容，不期望的寄生振荡可能以高Q因数发生在这个阶段。这 个阶段可以提供大多数能量转移。

在阶段四期间：在电流TX1达到零之前，次级开关晶体管(Q₃)可 以被导通。类似于阶段二，这将导致附加电流产生在S_L内。同时，TX1 的较高绕组电压将导致更快的电流放电。这将导致S_L和TX1之间的电 流不平衡，其中S_L具有比TX1更高的电流。

在阶段五期间：在次级开关晶体管(Q₃)被断开时，在阶段四期间 产生的电流不平衡将导致次级开关晶体管(Q₃)的漏极上的电压上升。 这是因为它的电容从S_L/S₂接收比S₁汲取更多电流。只要S_L储存的能量 高到足以对Q₃的漏极-源极电容充电，Q₃漏极电压将保持上升，导致TX1 的电压反转。

在阶段六期间：在该时间点，初级开关晶体管(Q₁)可以被激活， “导通损耗”不会持续在常规的CCM反激电路架构中。串联电感器(S_L) 可以根据它的尺寸相对快速地放电。当S_L电流达到零时，开关晶体管 (Q₂)可以断开，如预料的任何同步MOSFET一样。此后，在次级电路 中几乎没有或没有电流。

本公开的方面提供了以下优点：通过零电压开关减少开关相关的 “导通损耗”；通过在CCM中运行，允许更高工作频率；在没有光耦合 器的情况下操作(例如，光耦合器老化问题更少，由于线性调节器静态 电流引起的损耗更少，等等)；通过在CCM中运行，允许使用磁性部件 (甚至在等效频率)和电容尺寸减小；在CCM中的简化的SR控制器(减 轻或去除传统方案的发射槽问题)；去除硬的开关EMI生成；输出上存在 的μC允许应用中的通信。

变压器电压的反转可以允许在没有光耦合器的情况下操作。在一些 实施例中，这可以在初级侧作为控制信号使用。调节器可以在固定量的 时间之后接收这个信号。次级侧控制器可以通过Δ(及时)产生此信号， 其可以在初级侧使用以确定功率是否应当要增大(正Δ)或减少(负Δ)。

在一些实施例中，转变延迟通过使用Q₃信号同步SRMOSFET而减 小。更具体地，常规的SR控制器通过感测用于激活/停用MOSFET的电 流信号，使它们的状态同步到初级侧的状态。在CCM反激电路中，电 流信号通常在由SR控制器感测之前通过MOSFET的漏极，SR控制器 在MOSFET的转变和SR控制器的感测/转变之间引入延迟。在推迟周期 期间，具有大的di/dt的电流通过从初级和次级侧虹吸能量而对变压器的 漏磁电感充电，从而导致功率损耗和部件上的附加应力。本发明的实施 例通过使用Q₃信号同步SR控制器而减小上述的推迟，其减少了功率损 耗和部件应力，以及减少SR过冲的风险。使用Q₃信号同步SR控制器 还可简化SR控制器。

本发明的实施例去除了硬开关EMI生成。尽管在传统的CCM反激 变换器中使用硬开关反激，初级侧MOSFET通常设计为尽可能快地开关 (例如减小电流电压交接损耗)或者平稳地开关以避免EMI生成(例如， 在漏极上生成平滑的dV/dt以避免高频发射)。本发明的实施例允许初级 侧MOSFET经历边缘，该边缘不涉及它的开关速度，而是涉及出现在漏 极上的LC时间常数。这允许谐波含量不仅减小(例如，LC转变比硬 导通转变更平稳)，而且与功率MOSFET的速度无关。

本发明的方案在输出上提供了μC，以允许应用中的通信。在次级 侧具有控制器可允许引入附加的特征。

图6示出了实施例的反激变换器600，其包括半导体器件601和反 激电路602。如图所示，半导体器件601包括开关定时电路和监控电路。 监控电路耦合到反激电路602的一个或多个电路部件，并且被配置为监 控与那些部件相关的参数，诸如电压、电流等。反激电路602中的电路 部件可包括任何部件(或部件之间的互连)，包括串联连接器、电感器、 晶体管、开关、绕组等等。开关定时电路具有耦合到监控电路的输入端 口，以及输出端口，输出端口配置为基于监控的参数控制反激变换器中 的一个或多个开关。在一些实施例中，开关可以在半导体器件601外部 (如图6所示)。在其他实施例中，一个或多个开关可以是半导体器件 的内部部件。

尽管已经参照示出的实施例描述了本发明，此描述不旨在解释为 限制的意思。参考此描述，示出的实施例的各种变型和结合以及本发 明的其他实施例对于本领域技术人员将是显而易见的。