传送复数据符号块的方法和设备、接收方法和设备、及对应计算机程序

摘要

本发明涉及一种用于传送复数数据符号的传送方法，从而给出多载波信号。根据本发明，该方法包括用于对M×K个复数数据符号的至少一个块进行成型的步骤，其中M＞1并且K＞1，该步骤实施以下步骤：对于所述块的至少一列：将所述列的M个复数数据符号从频域变换(21)到时域，从而给出N个变换符号；所述N个变换符号的周期性循环(22)，从而给出NK个重复符号；通过成型滤波器对所述NK个重复符号进行滤波(23)，从而给出NK个经滤波符号；以及对针对所述块的不同列获得的所述经滤波符号求和(24)，从而给出NK个时间样本。

说明书

1.技术领域

本发明的领域是实施多载波调制的通信领域。

更确切地，本发明涉及GFDM(广义频分复用)类型的通信数据在多路载波上的新传 输技术。

本发明尤其应用于无线通信领域(DAB、DVB-T、WLAN、非引导型光学等)、有线通信 领域(xDSL、PLC、光学等)。例如，本发明用于蜂窝通信领域，在上行信道或下行信道上，机器 之间(M2M)的通信等，尤其用于未来的蜂窝射频通信。

2.背景技术

GFDM传送，诸如在文献《GFDM-GeneralizedFrequencyDivisionMultiplexing》 (Fettweis等人，IEEEVehicularTechnologyConference，Barcelona，Spain，April 2009)中提出的GFDM传送，最初是针对白色空间提出的，随后成为用于智能射频情况下的物 理层的标准，这是由于其良好的频率属性。

这样的传送技术尤其由于引入循环前缀(CP)具有抵抗长回波的良好容量，并提供 具有比用OFDM调制并引入循环前缀获得的信号更好的频率集中的信号。

GFDM传送的一般原理涉及把时频网络中的一组数据符号组合为单个块的思路。随 后对于每个块，进行按照子载波的处理，包括按照频域中的滤波技术对信号进行过采样和 成形。这允许获得相对于OFDM系统及其矩形窗的改进频谱。

这些处理产生基带多载波GFDM信号，对于输入数据符号的块，表示为：

其中：M是子载波的数量，即块的行的数量；

K是每个时间间隔(slot)的数据符号的数量，即块的列数；

N是过采样的系数(其中N≥M)；

G_m[n]是数据符号，其中n是时间间隔中的数据符号的索引(即块的列)，其中0≤n ≤K-1，并且m是子载波的索引(即块的行)，0≤m≤M-1；

是通过原型滤波器g[k]以NK为周期的周期性重复获得的成形滤波器，使得

图1尤其示出基带GFDM传输多路复用器的结构，其对于数据符号块：

-在发射侧实施：

-逐个子载波地实施按照过采样系数N对数据符号的扩展/过采样步骤11，

-通过成形滤波器(即原型滤波器g[k]的圆形卷积)进行的滤波步骤12，

-调制步骤13，给出多载波信号S[k]；以及

-在接收侧实施：

-解调步骤14，

-通过成形滤波器(即原型滤波器g[k]的圆形卷积)进行的滤波步骤15，

-逐个子载波地实施按照过采样系数N进行的抽取步骤16。

该技术的缺点是过采样/扩展操作是逐个子载波地在频域中实施的。如前所述，这 允许获得相对于OFDM系统的改进频谱及其矩形窗，但是结果是GFDM产生非正交的调制系 统。

除了没有正交性，还可注意到这样的GFDM传输多路复用器具有极高的实现复杂 度，并且尤其比具有循环前缀的OFDM传输多路复用器的实现复杂度高。

作为替代，GFDM传送器可以被矩阵模型表示，以使得它立即得出GFDM传送器的直 接实施。

然而，该直接实施的实现复杂度需要极高数量(约NMK²次复数乘法)的操作。为此， 该调制变得太复杂以致对于太大的M或K值不能实际设计。

在GFDM的性能好的实施算法的研究中，在文献“GeneralizedFrequency DivisionMultiplexing：AnalysisofanAlternativeMulti-CarrierTechniquefor NextGenerationCellularSystems”(Michailow等人，InternationalSymposiumon WirelessCommunicationSystem(ISWCS’12)，Paris，France，August2012)中提出了基于 使用傅立叶变换的技术。这些操作的一部分因此通过利用在时域中的圆形卷积等效于频域 中的乘积的事实而在频域中实现。此外，附加的增益然后来自以下事实：原型滤波器可以在 频域中简化为较少系数。

在数学上，称为SoA算法的该算法可以写作：

$s\left[k\right]=\underset{m=0}{\overset{M-1}{\Sigma }}{s}_m\left[k\right]$

其中，

IDFT_NK(.)和DFT_NK(.)分别对应于尺寸为NK的逆离散傅立叶变换和尺寸为NK的正 向离散傅立叶变换，

*是圆形卷积的运算符，以及

δ指示克罗内克符号。

因为正向离散傅立叶变换和逆离散傅立叶变换是通过IFFT/FFT类型的快速傅立 叶变换算法有效地计算的，所以考虑基于该算法的传输多路复用器的实现是有效的。

然而，在该技术的详细分析之后，发现以复数乘法(CM)的数量表示的运算复杂度 表示为：

$CM=\frac{KN}{2}{\log }_{2}N+\frac{(M+N)K}{2}{\log }_{2}K+MLK$

其中，L是扩展因子，表示频域中考虑的成型滤波器的有用系数(即，非零)的数量。

该技术的缺点是其运算复杂度取决于扩展因子L。此外，如果考虑正交性方面，则 发现该技术的有效复杂度比以下文献中针对L＝2示出的SoA算法指示的有效复杂度更高： “GeneralizedFrequencyDivisionMultiplexing：AnalysisofanAlternative Multi-CarrierTechniqueforNextGenerationCellularSystems”。该技术因此不构 成所得系统的复杂性和正交性标准之间的链接。这表现为如在文献“GFDM-Generalized FrequencyDivisionMultiplexing”中所示的直接形式的实施和如在文献“Generalized FrequencyDivisionMultiplexing：AnalysisofanAlternativeMulti-Carrier TechniqueforNextGenerationCellularSystems”中所示的减小复杂度的实施之间的 性能损失。

因此需要不具有现有技术中的所有缺点的GFDM类型的新的传输技术。

3.发明内容

本发明提出不具有现有技术的全部这些缺点的新方案，该新方案以用于在发送多 载波信号的电信系统中实施的复数数据符号的传送方法的形式。

根据本发明，这种方法包括用于对M×K个复数数据符号的至少一个块进行成型的 步骤，其中M＞1并且K＞1，该步骤实施以下步骤：

-对于所述块的至少一列：

-将所述列的M个复数数据符号从频域变换到时域，从而给出N个变换符号，其中N ≥M；

-所述N个变换符号的循环重复，从而给出NK个重复(变换)符号；

-通过成型滤波器对NK个重复(变换)符号进行滤波，从而给出NK个经滤波(重复的 变换)符号；以及

-对针对所述块的不同列获得的所述经滤波(重复的变换)符号求和，从而给出形 成所述多载波信号的NK个时间样本。

本发明因此提出用于实施GFDM型传送的新技术，其用于从数据符号块生成多载波 信号。

特别地，所提出的方案使得能够进行GFDM型传输多路复用器的快速实施，GFDM型 传输多路复用器没有现有技术中实施那么复杂。特别地，根据本发明的传输多路复用器的 复杂度不取决于扩展因子L。

为此，根据本发明的传送技术逐个列地对于复数数据符号(或者在可能的情况下 实数)数据符号的至少一个块实施从频域到时域的数据符号的变换/转换。这使得尤其可以 使用小尺寸的逆变换来从频域过渡到时域并且执行时域中的滤波步骤。

相反，在现有技术中，滤波是在频域进行的并且然后必须施加大的逆变换以从频 域过渡到时域。

特别地，如果N＝M，则变换步骤对M个数据符号应用尺寸为N×N的逆快速傅里叶变 换；如果N＞M，则所述变换步骤对补充了(N-M)个零的这M个数据符号应用尺寸为N×N的逆 快速傅里叶变换。

这样的算法特别有效并且易于实施，尤其在传送设备中，例如使用库利-图基型 (Cooley-Tukey)或Good型算法。

根据本发明的一个特别特征，用于对M×K个数据符号的至少一个块成型的所述步 骤给出多载波信号，使得s_NK×1＝diag{G_NK×K(E_NK×NW_N×NC_N×K)^T}

其中：C_N×K＝{c_m[n]}_N×K是数据符号的所述块，如果N＞M则被零元素补充，其中0≤n ≤K-1，0≤m≤M-1；

是表示从频域向时域的所述变换步骤的矩阵，0≤k≤N-1，0≤ m≤N-1；

E_NK×N是表示循环重复步骤使得的矩阵；

G_NK×K＝{g^k，n}_NK×K＝{g[mod(k-nN，NK)]}_NK×K是表示通过成型滤波器进行滤波的 所述步骤的矩阵，成型滤波器是通过原型滤波器以周期NK进行的周期性重复获得 的并使得其中0≤k≤NK-1，0≤n≤K-1；

(.)^T是矩阵转置运算符；

diag{.}是用于提取矩阵的对角线元素的运算符。

该传送算法可以因此被写成矩阵形式，因此提供GFDM型发射器的简单有效实施。

根据本发明的一个具体方面，成型滤波器是平方根升余弦滤波器。

特别地，所述成型滤波器是修正的平方根升余弦滤波器，该滤波器在频域中包括 零系数和非零系数，并且所述滤波器的非零系数的支集L使得其中是四舍 五入的整数部分运算符并且α是成型滤波器的滚降因子。

特别地，在α＝0的情况下，所述成型滤波器是修正的平方根升余弦滤波器使得

通过如此修正成型滤波器，可见多载波信号的子载波是几乎正交的。因此，根据本 发明，定义了准正交GFDM型传送系统，近似OFDM传送系统。

根据本发明的一个具体特征，传送方法还包括插入保护间隔的步骤。

特别地，根据本发明的传送方法包括用于在形成多载波信号的至少一个时间样本 之前插入循环前缀的步骤，

长度为L_CP＝L_GI+L_RI的所述循环前缀包括长度为L_GI的第一部分和长度为L_RI的第二 部分，第一部分用于吸收由于传送信道引起的干扰，第二部分用于改进所述多载波信号的 功率谱，

以及该方法还包括用于对所述多载波信号加窗的实施以下步骤的步骤：

-把形成所述多载波信号的每个时间样本和所述循环前缀乘以加窗系数，从而给 出KN+L_CP个加窗样本；

-通过过采样因子Q＝KN+L_GI来过采样所述加窗的样本，从而给出KN+L_CP个过采样 的样本；

-对所述过采样的样本进行移位和求和，从而给出加窗的多载波信号。

特别地，加窗的多载波信号s_WCP-GFDM[k]使得：

$s_{WCP-GFDM}\left[k\right]=\underset{r=l-1}{\overset{l+1}{\Sigma }}s\left[\mathrm{mod}(k-L_{CP},KN)\right]h[k-r(KN+L_{GI})]$

其中：s[k]是插入循环前缀之前的多载波信号；

l是所考虑的块的索引；

h[k]是窗函数；

r是在间隔[l-1，l+1]中取得的整数。

引入循环前缀或更一般地引入保护间隔，提供了以下可能性：在存在多路信道的 情况下的完全正交性(或几乎完全正交性，取决于参数选择)并且提供应用窗给出具有高功 率谱密度的多载波信号。

在另一实施例中，本发明涉及一种用于传送复数数据符号的传送设备，该传送设 备要在电信系统中实施，从而给出多载波信号，

根据本发明，该设备包括用于对M×K个复数数据符号的至少一个块进行成型的模 块，其中M＞1并且K＞1，该模块包括针对所述块的至少一列激活的以下模块：

-将所述列的M个复数数据符号从频域变换到时域，从而给出N个变换符号的模块， 其中N≥M；

-使所述N个变换符号进行周期性循环，从而给出NK个重复(变换)符号的模块；

-通过成型滤波器对所述NK个重复(变换)符号进行滤波，从而给出NK个经滤波(重 复的变换)符号的滤波模块；以及

该设备还包括对针对所述块的不同列获得的所述经滤波符号求和，从而给出形成 多载波信号的NK个时间样本的模块。

这种传送设备尤其适于实施上述传送方法。其例如是下行信道上的通信的蜂窝网 络的基站或用于上行信道上的通信的计算机、电话、笔记本、机顶盒或其他类型的终端。

该设备可以当然包括根据本发明的传送方法的可以单独采用或组合的不同特性。 因此，该设备的特性和优点与上述的方法相同。因此不再更详细地描述。

特别地，所提出的方案通过使用与现有技术不同的方案使得GFDM型传送的性能能 够比现有技术方案具有尤其更低的复杂度。

本发明还涉及一种用于接收多载波信号的接收方法，该方法要在电信系统中实 施，从而给出估计的复数数据符号，所述多载波信号是通过在发送时对M×K个复数数据符 号的至少一个块进行成型而获得的，其中M＞1并且K＞1。

根据本发明，该接收方法包括估计所述块的至少一个复数数据符号的步骤，该步 骤实施以下步骤：

-获得包括NK个样本的多载波信号，其中N≥M；

-通过成型滤波器对所述NK个样本进行滤波，从而给出NK个经滤波的样本；

-把所述NK个经滤波的样本分布到K个组中，每组由N个经滤波的样本构成；

-把K个组的经滤波的样本求和，从而给出N个经滤波的符号；

-把N个经滤波的符号从时域变换到频域，从而给出M个估计的复数数据符号。

本发明因此提出用于实施GFDM型接收的新技术，从而使得可以估计至少一个数据 符号块的复数数据。

如所指出那样，所提出的方案使得能够进行GFDM型传输多路复用器的快速实施并 且提供比现有技术中更低的实施复杂度。特别地，根据本发明的传输多路复用器的复杂度 不取决于扩展因子L。

该接收方法尤其适于接收由上述传送方法发送出的多载波信号。因此，该接收方 法的特性和优点与上述传送方法相同。因此不再更详细地描述。

特别地，变换步骤实施尺寸为N×N的快速傅里叶变换；如果N＞M，则变换步骤实施 M个经变换的经滤波的第一符号的提取，从而给出M个估计的复数数据符号。

可想起这样的算法特别有效并且易于实施，尤其在接收设备中，例如使用库利-图 基型(Cooley-Tukey)或Good型算法。

特别地，估计所述块的至少一个复数数据符号的步骤在位置(m₀，n₀)给出估计的复 数数据符号，使得：

$y_{m_0,n_0}=\underset{k=0}{\overset{M-1}{\Sigma }}\underset{l=0}{\overset{K-1}{\Sigma }}s[k+lM]\tilde{g}[k+lM-n_{0}N]e^{\frac{-j2{\mathrm{\pi m}}_0(k-n_{0}N)}{M}}$

其中：

s[k]是多载波信号；是成型滤波器。

该接收算法可以因此被写成数学形式，因此使得能够直接实施GFDM型接收机。

根据另一方面，估计所述块的至少一个复数数据符号的步骤在位置(m₀，n₀)给出估 计的复数数据符号，使得：

$y_{N\times 1}=W_{N\times N}^H{E}_{NK\times N}^T{D}_{NK\times NK}{s}_{NK\times 1}$

其中：是表示从时域到频域的变换步骤的矩阵；

是表示分布和求和步骤的矩阵；

D_NK×NK＝diag(g^k，n)是表示由通过原型滤波器g[k]以周期NK进行周期性重复而获 得的成型滤波器进行的滤波步骤的矩阵并且其中g^k，n是所述 成型滤波器的系数，diag{.}是用于从矩阵提取对角线元素的运算符，0≤n≤K-1并且0≤k ≤NK-1；

s_NK×1是表示多载波信号的NK个样本的矢量；

(.)^T是矩阵转置运算符；

(.)^H是矩阵共轭转置运算符。

该接收算法可以因此被写成矩阵形式，因此使得能够直接有效地实施GFDM型接收 机。

根据本发明的一个具体特征，接收方法还包括用于消除保护间隔的预备步骤。

特别地，在估计步骤之前，接收方法实施以下步骤：

-从多载波信号中消除在发送时插入的长度为L_CP＝L_GI+L_RI的循环前缀的第一部 分，该第一部分的长度为L_GI并用于吸收由于传送信道引起的干扰；

-从消除步骤获得的多载波信号的循环移位，使得s[k]＝s[mod(k+L_GI，KN)]，从而 给出NK个时间样本；

-把NK个时间样本从时域变换到频域，从而给出NK个频率样本；

-对NK个频率样本进行均衡，从而给出NK个均衡样本；

-把NK个均衡样本从频域变换到时域。

根据该示例，均衡因此在GFDM解调制之前实施。

作为变型，根据本发明的另一具体特征，在估计步骤之前，接收方法实施以下步 骤：

-从多载波信号中消除在发送时插入的长度为L_CP＝L_GI+L_RI的循环前缀的第一部 分，该第一部分的长度为L_GI并用于吸收由于传送信道引起的干扰；

-从消除步骤获得的多载波信号的循环移位，使得s[k]＝s[mod(k+L_GI，KN)]，从而 给出NK个时间样本。

此外，估计步骤实施变换符号的均衡步骤。

根据该示例，均衡因此是在GFDM解调制之后实施的。

在另一实施例中，本发明涉及一种用于接收多载波信号的接收设备，该设备要在 电信系统中实施，从而给出估计的复数数据符号，所述多载波信号是通过在发送时对M×K 个复数数据符号的至少一个块进行成型而获得的，其中M＞1并且K＞1。

根据本发明，该接收设备包括估计所述块的至少一个复数数据符号的模块，该模 块包括：

-获得包括NK个样本的多载波信号的模块，其中N≥M；

-通过成型滤波器对所述NK个样本进行滤波，从而给出NK个经滤波的样本的滤波 模块；

-把NK个经滤波的样本分布到K个组中的模块，每组由N个经滤波的样本构成；

-把K个组的所述经滤波的样本求和，从而给出N个经滤波的符号的模块；

-把N个经滤波的符号从时域变换到频域，从而给出M个估计的复数数据符号的模 块。

这种接收设备尤其适于实施上述接收方法。其例如是用于上行信道上的通信的蜂 窝网络的基站或用于下行信道上的通信的计算机、电话、笔记本、机顶盒或其他类型的终 端。该设备可以当然包括根据本发明的接收方法的可以单独采用或组合的不同特性。因此， 该设备的特性和优点与上述的方法相同。因此不再更详细地描述。

本发明还涉及一个或更多个计算机程序，包括当这些程序被处理器执行时实施如 上所述的传送方法的指令；以及一个或更多个计算机程序，包括当这些程序被处理器执行 时实施如上所述的接收方法的指令。

根据本发明的方法因此可以以多种方式实施，尤其是以接线形式和/或软件形式。

本发明还涉及一个或更多个计算机可读信息载体，包括如上所述的一个或更多个 计算机程序的指令。

4.附图说明

通过阅读以非限定的简单示例方式提供的对具体实施方式的以下描述和附图，本 发明的其他特征和优点变得更清楚，在附图中：

-图1示出根据现有技术的GFDM类型的传输多路复用器；

-图2示出根据本发明的具体实施方式的传输方法实施的主要步骤；

-图3示出根据本发明的具体实施方式的传输方法实施的主要步骤；

-图4示出实施图2的步骤的GFDM类型的传输机的示例；

-图5A和5B示出实施图3的步骤的GFDM类型的接收机的示例；

-图6比较在实施或不实施成型滤波器的优化技术的情况下OFDM类型的传输技术 和GFDM类型的传输技术的性能；

-图7和图8分别示出根据本发明的具体实施方式的实施传输技术的传输设备以及 实施接收技术的接收设备的简化结构；

-图9示出本发明的依赖于插入循环前缀和窗的具体实施方式；

-图10和图11示出根据本发明的依赖于插入循环前缀和窗的具体实施方式的接收 机的两个实施示例。

5.具体实施方式

5.1总原理

本发明的总体原理依赖于用于实施GFDM类型的传送/接收的新技术，该技术在发 射侧在滤波步骤之前预先实施从频域向时域的复数数据符号(可能的情况下可以具有零虚 部)变换。

这尤其允许实施在时间方面而非频率方面的滤波操作，并因此在传输算法的最后 一步避免从频域向时域的大尺寸变换的计算。

特别地，本发明提出经修改的成型滤波器，具有允许近似正交系统的特定的扩展 因子(L)和滚降系数α。

下文结合图2示出由根据本发明的实施方式的传送方法实施的主要步骤。

这样的方法在输入接收至少一个由M×K个数据符号组成的块，其中M＞1且K＞1， 其可以具有实数值或复数值。这些数据符号标记为c_m[n]，其中n是数据符号在时隙(即，块 的列)中的索引，0≤n≤K-1，并且m是子载波(即，块的行)的索引，0≤m≤M-1。

为了形成由M×K个数据符号形成的块，该方法对于数据符号块的至少n列并更加 一般地对于块的全部列实施一系列步骤。

更确切地，在第一步骤21期间，块的第n列的M个数据符号从频域向时域变换，以便 获得N个变换符号，其中N≥M。

特别地，注意如果N＞M，则块的第n列可以被零符号补充，以便使用从频域向时域 的尺寸N×N的变换。

然后，在第二步骤22期间，实施N个变换符号的循环重复，从而给出NK个重复的变 换符号。换句话说，把N个变换符号重复K次。

在第三步骤23期间，NK个重复的变换符号被成型滤波器滤波，从而给出经滤波的 NK个重复的变换符号，更简单地还称为经滤波符号。

这三个步骤可以对于符号块的不同列重复。

最终，在第四步骤24期间，求和针对块的不同列所获得的经滤波的符号，以获得形 成多载波信号的NK个时间样本。换句话说，把以下加起来：针对块的第一列获得的经滤波的 第一符号，针对块的第二列获得的经滤波的第一符号，…，针对块的第K列获得的经滤波的 第一符号，以便获得第一时间样本。然后，把以下加起来：针对块的第一列获得的经滤波的 第二符号，针对块的第二列获得的经滤波的第二符号，…，针对块的第K列获得的经滤波的 第二符号，以便获得第二时间样本。依次类推针对经滤波的NK个符号进行，以便获得NK个时 间样本，从而形成多载波信号。

图3示出根据本发明的实施方式由通过在发射时形成至少一个由M×K个数据符号 组成的块而获得的多载波信号的接收方法实施的主要步骤，其中M＞1且K＞1。

更确切地，为了估计块的至少一个数据符号，该接收方法实施一系列步骤。

因此，在第一步骤31期间，获得包括NK个样本的多载波信号，其中N≥M。

在第二步骤32期间，通过成型滤波器对NK个样本施加滤波，从而给出NK个经滤波 的样本。

在第三步骤33期间，经滤波的NK个样本被分成各自包括经滤波的N个样本的K组。 例如，经滤波的N个第一样本属于第一组，接下来的经滤波的N个样本属于第二组，依次类 推，并且经滤波的N个最后的样本属于第K组。

在第四步骤34期间，把K个组的经滤波的样本求和，从而给出经滤波的N个符号。换 句话说，把以下加起来：第一组的经滤波的第一样本，第二组的经滤波的第一样本，…，第K 组的经滤波的第一样本，以便获得经滤波的第一符号。然后，把以下加起来：第一组的经滤 波的第二样本，第二组的经滤波的第二样本，…，第K组的经滤波的第二样本，以便获得经滤 波的第二符号。依次类推针对经滤波的NK个符号进行，以便获得N个经滤波的符号。

在接下来的步骤35中，把经滤波的N个符号从时域向频域变换，以便获得估计的M 个数据符号。

特别地，注意到如果N＞M，则可以提取来自变换步骤的经滤波的M个第一符号，以 便使用从时域向频域的尺寸N×N的变换。

5.2具体实施方式的描述

下面描述本发明的用于传送根据GFDM类型技术的数据符号的至少一个块的实施 例。

根据图4示出的该示例，所提出的方案依赖于针对供给M个子载波的M个数据符号 c_m[n]的每个集合(即，数据符号的块的每个列)预先实施IDFT21类型的变换。从该运算得 到的系数然后在循环重复/扩展22之后在时间上滤波。

这相当于把基带的多载波GFDM信号的表达式表示为以下形式：

其中：是通过以NK为周期周期性地重复原型滤波器g[k]得到的成型滤波器：

更确切地，经调制的输出b_k[n]，k∈[0，N-1]，也称为变换符号，可以通过向M个数 据符号(如果N＞M，则被(N-M)个符号补充)应用沿着频率轴的尺寸为N的IDFT21来获得。

这些经调制的输出可以然后通过以下关系在间隔k∈[0，KN-1]上周期性地扩展： b_k[n]＝b_(k+N)[n]，以便获得重复的NK个符号。

这些重复的NK个符号可以然后被滤波23。为此，可以基于多相滤波原理，尤其比如 在文献“Multiratesystemsandfilterbanks”(P.P.Vaidyanathan，PrenticeHall， EnglewoodCliffs，New-York，NewJersey，1993，chapter4)中提到，其可以通过成型滤波 器来降低滤波操作的成本。因此，如图4所示，把每个重复的符号b_k[n]乘以成型滤波器 的系数g^k，n，以便获得经滤波的NK个符号，标记为a_k[n]，其中0≤k≤NK-1。

可注意成型滤波器的在每个时隙n偏移的各系数g^k，n，可以从具有不同索引值的原 型滤波器的表达式得出。因此，在变量M、N确定之后，成型滤波器的系数可以预先计算(例如 离线)，并针对n＝1...K-1而被存储在表中。

此外，仅以示例方式提出循环/扩展重复操作23。实际上，不需要分配附加存储器 来存储要拷贝的数据，周期性地使用同样的数据就足够了。

经滤波的符号ak[n]然后按分支被求和，以便根据方程把针对块的不同列 获得的经滤波的所有第一符号相加，然后根据方程把针对块的不同列获得的经滤波 的所有第二符号相加，最后根据方程把针对块的不同列获得的经滤波的所有最 后符号相加。

还可以把多载波GFDM信号的表达式表示为以下矩阵形式：

其中：C_N×K＝{c_m[n]}_N×K是尺寸为N×K的数据符号矩阵，如果N＞M则由零符号补充， 对于输入索引m∈[0，M-1]并且n∈[0，K-1]；

是尺寸为N×N的IDFT矩阵，其中输入索引(m，k)∈[0，N-1]；

E_NK×N是尺寸为NK×N的表示循环重复的矩阵，如

G_NK×K＝{g^k，n}_NK×K＝{g[mod(k-nN，NK)]}_NK×K是尺寸为NK×K的表示由成型滤波器 进行的滤波的矩阵，还称作循环多相矩阵，k∈[0，NK-1]并且n∈[0，K-1]；

(.)^T是矩阵转置运算符；

diag{.}是矩阵的对角线元素的提取运算符。

为了达到有效的实施，应用IFFT算法来计算IDFT，而N扩展运算不需要计算。此外， 对角线项的提取运算意味着仅要计算关于对角线元素G_NK×KQ_K×NK的运算，即对于s[k]，其中k ∈[0，NK-1]，仅要考虑第k行矢量G_NK×K与第k列矢量Q_K×NK的乘积。

在复杂度方面，发现所提出的方案允许减少复数乘法的数量，归于尺寸为N的K次 IFFT计算以及在IFFT的输出和成型滤波器的系数g^k，n之间的K次乘法。通过假设原型滤波器 g[k]具有实数值的系数，每次乘法被当作1/2次复数乘法考虑。因此，根据图4所示的实施方 式，用于产生GFDM块的总复杂度在复数乘法的数量方面升高到：

CM_inv＝(KNlog₂N+K²N)/2

此外，对于不起作用的时隙，所提出的算法允许直接降低复杂度。事实上，与OFDM 类似地，由于所提出的算法对频率轴使用IFFT，所以在不同的时隙之间存在独立性。为此， 通过仅考虑K个起作用的时隙，复杂度可以降低。

此外，通过使用根据本发明的GFDM类型的传送系统获得的性能与使用直接实施 GFDM获得的性能相似。

下面结合图5A和5B描述本发明的实施例，用于接收根据GFDM类型技术传送的多载 波信号。根据该示例，实现与发射侧实施的处理相反的处理。

在时间频率平面中的位置(m₀，n₀)，对于一个块，用于估计至少一个数据符号的总 表达式由下式给出：

$y_{m_0,n_0}=\underset{k=0}{\overset{KN-1}{\Sigma }}s\left[k\right]{{\tilde{g}}^{*}}_{m_0,n_0}\left[k\right]$

其中：s[k]是GFDM类型多载波信号。

通过展开表达式，获得：

$y_{m_0,n_0}=\underset{k=0}{\overset{MK-1}{\Sigma }}s\left[k\right]\tilde{g}[k-n_{0}N]e^{\frac{-j2{\mathrm{\pi m}}_{0}k}{M}}$

更确切地，根据图5A所示的示例，所接收的多载波信号s[k]的NK个样本被通过使 每个用k(0≤k≤NK-1)索引的样本乘以成型滤波器的系数g^k，n来滤波(32)以便获得NK个经 滤波的样本，标记为u_k。

如图5B所示，经滤波的这些样本u_k被分散33到K组经滤波的N个样本，标记为G₀， G₁，…，G_K-1。然后把K组经滤波的样本G₀，G₁，…，G_K-1相加以便获得N个经滤波的符号，标记为 v_k，0≤k≤K-1。例如，把组G₀，G₁，…，G_K-1的经滤波的全部第一样本相加，然后把组G₀，G₁，…， G_K-1的经滤波的全部第二样本相加，最后把组G₀，G₁，…，G_K-1的经滤波的全部最后样本相加。

经滤波的N个符号然后被从时域向频域变换35。如果N＞M，则获得N个变换符号并 且仅保留M个第一变换符号。M个第一变换符号对应于M个估计的数据符号。

还可以把估计的数据符号的表达式写成矩阵形式：

$y_{N\times 1}=W_{N\times N}^H{E}_{NK\times N}^T{D}_{NK\times NK}{s}_{NK\times 1}$

其中：是尺寸为N×N的表示DFT变换的矩阵，输入索引(m，k)∈[0，N-1]；

是表示分布和求和步骤的矩阵；

D_NK×NK＝diag(g^k，n)是表示由通过原型滤波器以周期NK进行周期性重复而获得的 成型滤波器进行的滤波的矩阵并且其中g^k，n是成型滤波器的 系数，diag{.}是用于从尺寸为NK×NK的矩阵提取对角线元素的算子，k∈[0，NK-1]并且n∈ [0，K-1]；

s_NK×1是表示多载波信号的NK个样本的矢量；

(.)^T是矩阵转置运算符；

(.)^H是矩阵共轭转置运算符。

5.3替代实施方式

下文中，给出替代实施例，尤其用于生成准正交GFDM型系统。

可注意如参照现有技术给出的SoA算法执行频域中的圆形频谱成型。特别地，在上 文提到的“GeneralizedFrequencyDivisionMultiplexing：Analysisofan AlternativeMulti-CarrierTechniqueforNextGenerationCellularSystems”文献 中，所描述的技术针对该滤波操作使用具有NK长度的平方根升余弦(SRRC)成型滤波器。因 为SRRC滤波器的若干系数在频域中几乎为零，所以可以在仅考虑非零系数的支集L的情况 下容易地降低复杂度。特别地，如参照现有技术描述的那样，SoA算法的复杂度依赖于支集 L，也称为扩展因子。在SRRC型成型滤波器的示例中，该支集L被设置为2。

根据一个替代实施方式，提出该扩展因子应该考虑由传送系统的其他参数采取的 值来确定。

特别地，可注意在GFDM型传送系统中(其中每个子载波被因子N过采样并且包括K 个符号的时隙)，SRRC滤波器的长度等于NK(即，成型滤波器包括标记为g^k，n的NK个系数，k∈ [0，NK-1])。结果，有效赫兹带宽等于其中：

α是滤波器的滚降因子，以及

T_s是采样周期(秒)。

当SRRC滤波器的频率系数被尺寸为NK的DFT计算时，这意味着频率分辨率是 使得支集参数的近似值由以下表示：

其中[.]是四舍五入的整数。

现在，如果需要，则优化参数L可以把非正交GFDM系统变换到准正交GFDM系统。

为此，下文示出支集的值得自在选择扩展因子时的折衷以使得L＜L_approx。通过在 取消边缘系数时相对于L_approx减小L的值，由相邻载波产生的子载波之间的干扰(载波间干 扰或ICI)自然消除。然而，原型滤波器变成不再符合奈奎斯特条件的修正SRRC滤波器，这意 味着对于每个子载波，沿着时间轴存在正交性的损失(ISI或符号间干扰)。因此，边缘系数 被取消的程度越大，载波间干扰的降低也也越大，但是符号间干扰的增大也越大。该折衷的 集中分析示出存在完全消除载波间干扰的L的阈值。然而，如果继续减小L超过该阈值，则仅 有的效果是增大符号间干扰。

该阈值表示为：

因此，可以设置该支集参数以达到最优性能。该技术下文被表示为SFM或扩展因子 操纵。

该SFM技术倾向于偏好具有低滚降值的SRRC滤波器，这是因为在此情况下，边缘系 数比位于中间子载波附近的边缘系数小得多。因此，对于所得系统而言取消对奈奎斯特条 件具有相当小的影响，而子载波之间的干扰减小。

图6特别示出在白高斯噪声(AWGN)干扰的信道中传送的情况下，使用具有和不具 有SFM的自适应滤波器的GFDM传送系统的性能，以及OFDM传送系统的性能，其中M＝N＝128， K＝15以及α＝0，1。

图6示出在把支集选择为等于阈值L_thres时从被识别为非正交的系统(不具有SFM的 GFDM)过渡到准正交系统。事实上，对于OFDM传送(OFDM曲线)和在扩展系数L＝L_thres的情况 下的GFDM传送(GFDMSFM^L＝L_thres曲线)，表示根据信噪比而变化的错误率(符号错误率， SER)的曲线几乎重叠。

此外，如所预测那样，把支集L的长度减小到该阈值以下导致性能恶化(GFDMSFM 曲线L＝L_thres-1以及GFDMSFM曲线L＝L_thres-2)。

在相反的方式中，对于具有高滚降因子值的SRRC滤波器，与边界接近的若干系数 采用大的值，即使它们的消除提示SRRC滤波器中严重违背奈奎斯特准则的显著变化。可见 SFM总是对于这样的GFDM系统准确地工作但是在低滚降因子的情况下运行不那么好。事实 上，SFM因此提高了每个载波上的符号间干扰。

可注意用于优化支集参数的值的这种技术(SFM)可以被实施以确定用于根据本发 明所述的GFDM型传送和接收技术中，或者用于根据现有技术(尤其根据SoA技术)的GFDM型 传送和接收技术中的成型滤波器的系数。

此外，在各种情况下，SFM并未对系统的复杂度有任何影响，这是因为它可以离线 进行。

特别地，可注意到每个时隙的数据符号的数量K不必须是2的整数次幂。事实上，对 SRRC滤波器的支集的分析已经示出对于K的小值(K＜20量级)，所获得的值总是奇数校验 值，这是因为支集可以相对于子载波的中心频率对称。

5.4功率谱密度的改进

无论所选择以实施GFDM发射机的方案如何，都可以在多载波信号s[k]中在传送之 前插入循环前缀或更一般地插入表示为CP的保护间隔。该循环前缀或保护间隔使得能够消 除GFDM系统的块间干扰并因此在多路信道的情况下获得几乎完美的正交性。

此外，为了防止由于基于块的处理而引起的谱泄露导致差的谱功率密度，在本发 明的一个特别实施例中提出在用于插入循环前缀的操作之后应用加窗操作。

因此，获得了被表示为WCP-GFDM的加窗的多载波信号。

可考虑具有长度L_CP的循环前缀，使得L_CP＝L_GI+L_RI，其中L_GI是用于吸收由于传送信 道引起的干扰的循环前缀的第一部分的长度，并且L_RI是用于改进多载波信号的功率谱的循 环前缀的第二部分的长度，即附加到加窗操作的循环前缀的第二部分的长度(必然大于零 并且小于或等于L_GI)。

特别地，加窗的多载波信号s_WCP-GFDM[k](k＝0…KN+L_CP-1)的第l个块可以针对在插 入循环前缀之前的多载波信号(前面表示为s[k]，k＝0…KM-1)的第l个块，通过以下表达式 来获得：

$s_{WCP-GFDM}\left[k\right]=\underset{r=l-1}{\overset{l+1}{\Sigma }}s\left[\mathrm{mod}(k-L_{CP},KN)\right]h[k-r(KN+L_{GI})]$

其中：s[kl是在插入循环前缀之前的多载波信号；

l是所考虑的块的索引；

h[k]是在时隙k＝0…KN+L_CP-1中定义的窗函数；

r是在间隔[l-1，l+1]中取得的整数。

例如，窗函数h[k]被定义如下：

其中，加窗系数取决于所选择的窗(例如汉明类型，汉宁类型等)。

因此，如图9所示，在本发明的一个实施例中，用于传送的方法还实施用于在形成 多载波信号s[k](根据用于直接实施的图1的方案获得，或者根据用于以较小复杂度实施的 图4的方案获得)的至少一个时间样本之前插入循环前缀的步骤91，以及在可能的情况下实 施加窗步骤92。

更加具体地，加窗步骤92实施：

-形成多载波信号和循环前缀的NK个时间样本中的每个样本与加窗系数的乘法 921，从而给出KN+L_CP个加窗的样本；

-用过采样因子Q＝KN+L_GI对加窗的样本进行过采样922，从而给出KN+L_CP个过采样 的样本；

-过采样的样本的移位和求和923，从而给出加窗的多载波信号s_WCP-GFDM[k]。

可注意，图9的串行/并行转换块90，就像图4的并行/串行转换块那样，是可选的， 如果循环前缀插入步骤91和加窗步骤92直接对NK个时间样本实施的话。

如此获得的加窗的多载波信号s_WCP-GFDM[k]在功率谱密度和正交性方面具有高属 性。

实施插入循环前缀和加窗操作的这种传送技术的优点之一是：接收加窗的多载波 信号s_WCP-GFDM[k]的接收机能够具有混合均衡方案。这种灵活性尤其使得接收机能够判断如 何根据传送信道的分散特性来对净荷数据/信息部分解码。

因此具有根据均衡步骤在接收链中的位置而定的两种接收方式。

根据图10所示的第一接收方式，在估计步骤之前，该方法实施以下步骤：

-从多载波信号s_WCP-GFDM[k]中估计1010循环前缀的长度为L_Gl的第一部分；

-从估计步骤获得的多载波信号的循环移位1011(Δ)，以使得s[k]＝s[mod(k+L_GI， KN)]，k＝0，…KN-1，从而给出NK个时间样本；

-使用例如尺寸为KN×KN的FFT把NK个时间样本从时域变换1012到频域，从而给出 NK个频域样本；

-把NK个频域样本均衡1013，从而给出NK个均衡的样本；

-把NK个均衡的样本从频域变换1014到时域。

在变换步骤1014的结束获得的NK个时间样本然后被通过应用以下操作如参照图 5A或5B(或可能情况下参照图1)所述那样进行处理：

-滤波32，给出NK个经滤波样本，

-基于组的分布33/求和34，给出N个经滤波的符号，

-变换35，给出标记为的M个估计的复数符号。

在该第一接收模式中，均衡在频域中实施并且例如实施迫零型算法。

根据图11所示的第二接收模式，在估计步骤之前，该方法实施以下步骤：

-从多载波信号中估计1110循环前缀的长度为L_GI的第一部分；

-从估计步骤获得的多载波信号的循环移位1111(Δ)，以使得s[k]＝s[mod(k+L_GI， KN)]，k＝0，…KN-1，从而给出NK个时间样本。

在循环移位步骤1111获得的NK个时间样本然后被如参照图5A或5B(或可能情况下 参照图1)所述那样进行处理。因此，从循环移位步骤1111获得的NK个时间样本被通过应用 以下操作来处理：

-滤波操作32，给出NK个经滤波样本，

-基于组的分布33/求和34，给出N个经滤波的符号，

-变换35，给出M个经变换符号，

-变换符号的均衡1112，给出标记为的M个估计的复数符号。

在该第二接收模式中，均衡在频域中实施并且例如实施迫零型算法。

5.5传送和接收设备的结构

最后，分别参照图7和图8，给出根据本发明的一个具体实施例的实施尤其是GFDM 型调制的传送设备的简化结构，和实施尤其是GFDM型解调的接收设备的简化结构。

如图7所示，这种传送设备包括：存储器71，包括缓冲存储器；处理单元72，例如配 备有微处理器μP，并且被实施根据本发明的一个实施例的传送方法的计算机程序73驱动。

在初始化时，计算机程序73的代码指令例如被加载在RAM中并然后被处理单元72 的处理器执行。处理单元72输入至少一个数据符号块，其为实数或复数，标记为{c_m[n]}_M×K。 处理单元72的微处理器根据计算机程序73的指令来实施上文所述的用于传送的方法的步 骤以生成多载波信号s[k]。为此，传送设备除了缓冲存储器71之外还包括用于对复数数据 符号的块成型的模块，该模块包括以下模块：

-用于把块的列的M个数据符号从频域变换到时域从而给出N个变换符号的模块， 其中N≥M；

-用于N个变换符号的循环重复从而给出NK个重复符号的模块；

-用于通过成型滤波器对NK个重复符号进行滤波从而给出NK个经滤波的符号的模 块；以及

该传送设备还包括用于针对块的不同列获得的经滤波符号求和的模块。

这些模块被处理单元72的微处理器驱动。

如图8所示，这样的接收设备包括：存储器81，包括缓冲存储器；处理单元72，例如 配备有微处理器μP，并且被实施根据本发明的一个实施例的接收方法的计算机程序83驱 动。

在初始化时，计算机程序83的代码指令例如被加载在RAM中并然后被处理单元82 的处理器执行。处理单元82输入多载波信号s[k]。处理单元72的微处理器根据计算机程序 83的指令来实施上文所述的用于接收的方法的步骤以估计所传送的数据符号。为此，接收 设备除了缓冲存储器81之外还包括用于对块的至少一个复数数据符号进行估计的模块，该 模块包括以下模块：

-用于获得包括NK个样本的多载波信号的模块，其中N≥M；

-通过成型滤波器对NK个样本进行滤波从而给出NK个经滤波的样本的模块；

-用于把NK个经滤波的样本分布在K组(每组N个经滤波样本)之间的模块；

-用于K组的经滤波的样本进行求和从而给出N个经滤波的符号的模块；

-用于把N个经滤波的符号从时域变换到频域从而给出M个估计数据符号的模块。

这些模块被处理单元82的微处理器驱动。