L1和L2双频段卫星导航接收机射频前端电路

摘要

本发明公开了一种L1和L2双频段卫星导航接收机射频前端电路，主要由射频低噪声放大器、第一级混频器、第二级混频器、低通滤波器、可配置复带通滤波器、可变增益中频放大器、模数转换器、频率综合器以及8分频器组成，可以同时接收GPS？L1和L2信号、北斗B1和B2信号、Glonass？L1和L2等双频段卫星信号，满足高精度双频卫星定位、导航的需求。同时，该电路简化了传统双频段接收机的电路结构，只需单个频率综合器即可实现双频段信号的同时接收，并且支持单天线输入，无需使用片外射频、中频滤波器进行镜像抑制，可以有效降低接收机射频前端电路的功耗和成本，具有较高的产业利用价值。

说明书

技术领域

本发明属于无线通讯芯片设计领域，具体而言，涉及卫星导航接收机射频前端电路。

背景技术

全球卫星导航系统(GNSS)可以提供给用户准确的位置、速度、时间信息，具有全天候、 全球性、实时性、高精度等特点，因此近年来发展十分迅速。目前，全球卫星导航系统主要 包括美国的全球定位系统(GPS)、俄罗斯的格洛纳斯系统(Glonass)、欧盟的伽利略系统 (Galileo)以及中国的北斗系统(BDS)。各个系统的卫星均可同时向地面发射多个载波频率 的卫星信号，例如：对于民用卫星信号，GPS卫星同时发送L1(1575.42MHz)、L2(1227.6MHz) 两频段信号，新一代的GPS卫星还增加了L5(1176.45MHz)频段的卫星信号；Glonass卫星 同时发送L1(1602MHz)、L2(1246MHz)两频段信号；Galileo卫星同时发生E1(1575.42MHz)、 E5(1176.45MHz和1207.14MHz)两频段信号；北斗卫星同时发送B1(1561.098MHz)、B2 (1207.14MHz)两频段的信号。地面卫星接收机如果可以同时接收两个甚至多个频段的卫星 信号，就可以估算出电离层延时误差，提高定位精度，对于高精度定位应用有很大的帮助。 目前，绝大部分民用卫星导航接收机出于成本和功耗的考虑只能接收单一频段的卫星信号， 定位精度普遍还不是很高。而现有的双频段接收机的成本仍较为高昂，普通用户无法承受。 随着信息技术的不断发展，高精度应用的需求会越来越多，迫切需要降低双频段卫星导航接 收机的成本和功耗，以便于集成在个人终端设备中。而射频前端电路是卫星导航接收机中的 关键模块，它对整个接收机的性能、功耗以及成本有着很大的影响。

传统双频段接收机中的射频前端电路一般由两条独立的射频接收通路组成，如图1所示， 每条通路都包含了完整的接收机部件，一般包括射频低噪声放大器LNA10/11、混频器20/21、 滤波器50/51、中频放大器60/61、模数转换器ADC70/71以及频率综合器80/81等。显而易 见，这种双频段接收机的电路开销是单频接收机的两倍，而且需要双天线输入，成本和功耗 较高。另外，两个频率综合器工作在不同的射频频率处，容易产生相互干扰。为了降低射频 前端电路的成本和功耗，提高稳定性，目前已有文献提出一些改进方法。例如，中国发明专 利CN200710107693.4提出了“采用单通路射频前端实现GNSS多模并行接收的方法及装置”， 采用周期性切换接收模式的方法，实现单通道射频前端接收多模式信号的功能。但是，这种 方法在实际工程应用中会有一些问题，缺乏可行性，例如：在接收不同频率的卫星信号时， 需要切换不同频率的本振信号，如果采用多个频率综合器实现，则会增加成本和功耗，如果 采用单个频率综合器实现，切换频率时锁相环需要较长的稳定时间，一般可达几微秒到几十 微秒。此外，射频模拟电路在模式切换的过程中也需要较长的稳定时间才能正常工作。因此 在实际应用中很难实现该发明的设计思想，未见到应用的实例。中国发明专利申请 CN201010620937.0提出了“一种单芯片双频全球卫星导航接收机”，将卫星导航信号分成两 个互为镜像信号的频率区间，两个接收通道分别接收不同频率区间的信号，两个接收通道共 用两个频率合成器，实现了双频卫星导航信号的同时接收。在接收双频段信号时，该发明的 电路结构与图1所示的结构相比，仅仅是将两个射频段频率综合器改为共用一个射频段频率 综合器(1.10GHz～1.61GHz)和一个中频段频率综合器(150MHz～220MHz)，每个接收机通 路改为超外差式的接收机，需要使用片外无源中频滤波器，不具有成本优势。此外，在实际 应用时，两个接收机射频输入端都必须增加射频滤波器进行镜像频率的抑制，否则无法达到 较好的接收灵敏度性能。中国发明专利CN201010206235.8提出了“一种双系统双频导航接收 机射频前端装置”，该发明实现双频段接收的电路与中国发明专利申请CN201010620937.0提 出的电路结构类似，也采用了超外差式两次变频技术，区别是双频段信号共用了射频低噪声 放大器和第一级混频器，第二级本振信号由第一级本振信号分频产生，节省了产生中频本振 信号的频率综合器。同样的，该电路在应用中也需要在射频输入端增加射频滤波器进行镜像 频率的抑制，否则无法抑制镜像频率处噪声的干扰，造成接收灵敏度的下降。但是由于该电 路在接收双频段信号时共用了一路射频输入端，这样又给选取合适的射频滤波器造成了一定 的困难，因此也不具有很强的实用性。

综上所述，现有的可同时接收双频段卫星导航信号的接收机射频前端电路或无法实现较 低的成本和功耗，或在实际应用时不具备可行性，无法满足低成本、低功耗、双频段卫星信 号同时接收的应用需求。

发明内容

本发明的主要目的是在同时接收L1和L2双频段卫星导航信号的基础上，实现无需使用 片外射频、中频滤波器和支持单天线输入的功能，解决现有电路结构复杂、成本高、功耗大 的问题。

为实现上述目的，本发明提出了一种双频段卫星导航接收机射频前端电路，其电路结构 如图2所示，由以下几个模块组成：

(1)射频低噪声放大器(LNA)10，其输入为接收射频信号，经放大后输出射频信号A， 接第一级混频器20；

(2)第一级混频器20，其输入射频信号A，分别与I路第一本振信号LO1_I和Q路第 一本振信号LO1_Q进行混频，将信号A由射频频率下变频到第一中频频率，即：A与LO1_I 混频输出I路第一中频信号B1，A与LO1_Q混频输出Q路第一中频信号B2，B1和B2接第 二级混频器30；其中，所述I路、Q路为信号通路，一般地，I路为相位为0度的信号通路， Q路为相位为90度的信号通路；

(3)第二级混频器30，其输入为I、Q两路第一中频信号B1、B2，分别与I路第二本 振信号LO2_I和Q路第二本振信号LO2_Q进行混频，将第一中频信号频率下变频到第二中 频频率，即：B1与LO2_I混频输出第一路II路第二中频信号C1，B1与LO2_Q混频输出IQ 路第二中频信号C2，B2与LO2_I混频输出QI路第二中频信号C3，B2与LO2_Q混频输出 QQ路第二中频信号C4，第二中频信号C1、C2、C3、C4接低通滤波器40；

(4)低通滤波器40，其输入为II、IQ、QI、QQ四路第二中频信号C1、C2、C3、C4， 对其进行信号合成及低通滤波，即：C1-C4并经低通滤波后作为通道一的I路第三中频信号 D1，C2+C3并经低通滤波后作为通道一的Q路第三中频信号D2，C3-C2并经低通滤波后作 为通道二的Q路第三中频信号D3，C1+C4并经低通滤波后作为通道二的I路第三中频信号 D4，经过上述处理，通道一筛选出L1频段的信号、抑制L2频段信号，通道二筛选出L2频 段的信号、抑制L1频段的信号，实现了不同频段信号的分离，同时低通滤波器对高频噪声和 干扰信号起到了抑制作用，输出信号D1、D2接通道一的可配置复带通滤波器50，D3、D4 接通道二的可配置复带通滤波器51；

(5)通道一的可配置复带通滤波器50，其输入为通道一的I路第三中频信号D1和通道 一的Q路第三中频信号D2，对其进行复数带通滤波，滤除镜像频率，输出通道一的第四中 频信号E1，接可变增益中频放大器60；

(6)通道二的可配置复带通滤波器51，其输入为通道二的Q路第三中频信号D3和通 道二的I路第三中频信号D4，对其进行复数带通滤波，滤除镜像频率，输出通道二的第四中 频信号E2，接可变增益中频放大器61；

(7)通道一的可变增益中频放大器60，其输入为通道一的第四中频信号E1，对其进行 放大，输出通道一的第五中频信号F1接通道一的模数转换器(ADC)70；

(8)通道二的可变增益中频放大器61，其输入为通道二的第四中频信号E2，对其进行 放大，输出通道二的第五中频信号F2接通道二的ADC71；

(9)ADC70，其输入为通道一的第五中频信号F1，将其转换为通道一数字信号并输出；

(10)ADC71，其输入为通道二的第五中频信号F2，将其转换为通道二数字信号并输 出；

(11)频率综合器80，产生I、Q两路第一本振信号LO1_I和LO1_Q，输出到第一混频 器20；

(12)8分频器90，其输入为频率综合器80产生的第一本振信号LO1_I或LO2_Q，对 其进行8分频，产生1/8倍第一本振信号频率的I、Q两路第二本振信号LO2_I和LO2_Q， 输出到第二混频器30。

其中，射频低噪声放大器10可同时接收L1、L2双频段卫星导航信号，例如GPSL1和 L2信号、北斗B1和B2信号、GlonassL1和L2信号等。第一级混频器20是由两个子混频器 201、202组成的I、Q正交混频器，用于将射频信号下变频到第一中频频率。第二级混频器 30由四个子混频器301、302、303、304组成，子混频器301和302组成一路I、Q正交混频 器，子混频器303和304组成另一路I、Q正交混频器，用于将第一中频频率信号下变频到第 二中频频率。低通滤波器40由四个子滤波器401、402、403、404构成，均可实现两路输入 信号的合成以及低通滤波的功能，达到分离不同频段信号以及抑制高频噪声的目的。射频低 噪声放大器10、第一级混频器20、第二级混频器30和具有信号合成功能的低通滤波器40可 以采用不同的电路类型实现。例如，上述几个模块可以都采用电压模式(电压输入、电压输 出)工作，也可以将射频低噪声放大器10设计为跨导模式(电压输入、电流输出)，此时， 第一级混频器20和第二级混频器30为电流模式(电流输入、电流输出)，低通滤波器40为 跨阻模式(电流输入、电压输出)。可配置复带通滤波器50、51实现复数带通滤波功能，用 于滤除镜像频率和带外干扰，其滤波器参数可以进行配置，例如通带中心频率、通带带宽等。 可变增益中频放大器60、61可对第四中频频率信号进行放大，其放大增益可分别由自动增益 控制环路来控制，使其输出中频信号的幅度达到ADC70、71正常工作所要求的范围，所述正 常工作所要求的范围由ADC自身特性所决定，例如ADC的精度，或ADC最大输入范围等。 可变增益中频放大器的功能也可以合并到前级可配置复带通滤波器50、51中实现，将复带通 滤波器50、51设计成增益可变的模式，这样就可省略掉可变增益中频放大器模块，缩小电路 规模。第一级混频器20所需的I、Q两路第一本振信号LO1_I和LO1_Q由频率综合器80产 生。第二混频器30所需的I、Q两路第二本振信号LO2_I和LO2_Q是由8分频器对第一本 振信号LO1_I(或LO1_Q)分频产生的，其频率为第一本振信号频率的1/8倍。

该电路的具体工作原理如下：

如图2所示，天线接收到的双频段卫星导航信号首先进入射频低噪声放大器10，接收信 号被放大从而降低了后级模块产生的噪声贡献。接下来低噪声放大器输出信号A需要通过下 变频到中频频率进行进一步的处理。

下变频部分的工作原理如图3所示，第一本振信号LO1_I、LO1_Q可以分别用cos(ω₁t) 和sin(ω₁t)表示，第二本振信号LO2_I、LO2_Q可以分别用cos(ω₂t)和sin(ω₂t)表示，其中ω₁和ω₂分别为第一和第二本振信号的角频率。第一本振信号频率可大致设置为L1频段卫星信 号载波频率和L2频段卫星信号载波频率的中间，第二本振信号频率为第一本振信号频率的 1/8，具体频率设置可以参考表1中的频率设置方案。信号A经过两次下变频后输出的信号 C1、C2、C3、C4则可以表示为：

$C1=A\cos \left({\omega }_{1}t\right)\cos \left({\omega }_{2}t\right)=\frac{A}{2}\cos \left[({\omega }_1+{\omega }_2)t\right]+\frac{A}{2}\cos \left[({\omega }_1-{\omega }_2)t\right]---\left(1a\right)$

$C2=A\cos \left({\omega }_{1}t\right)\sin \left({\omega }_{2}t\right)=\frac{A}{2}\sin \left[({\omega }_1+{\omega }_2)t\right]-\frac{A}{2}\sin \left[({\omega }_1-{\omega }_2)t\right]---\left(1b\right)$

$C3=A\sin \left({\omega }_{1}t\right)\cos \left({\omega }_{2}t\right)=\frac{A}{2}\sin \left[({\omega }_1+{\omega }_2)t\right]+\frac{A}{2}\sin \left[({\omega }_1-{\omega }_2)t\right]---\left(1c\right)$

$C4=A\sin \left({\omega }_{1}t\right)\sin \left({\omega }_{2}t\right)=-\frac{A}{2}\cos \left[({\omega }_1+{\omega }_2)t\right]+\frac{A}{2}\cos \left[({\omega }_1-{\omega }_2)t\right]---\left(1d\right)$

C1、C2、C3、C4再通过具有信号合成功能的低通滤波器40进行信号的合成：

C1-C4＝Acos[(ω₁+ω₂)t](2a)

C2+C3＝Asin[(ω₁+ω₂)t](2b)

C1+C4＝Acos[(ω₁-ω₂)t](2c)

C3-C2＝Asin[(ω₁-ω₂)t](2d)

因为ω₂＝ω₁/8，所以有：

$C1-C4=A\cos \left(\frac{9}{8}{\omega }_{1}t\right)---\left(3a\right)$

$C2+C3=A\sin \left(\frac{9}{8}{\omega }_{1}t\right)---\left(3b\right)$

$C1+C4=A\cos \left(\frac{7}{8}{\omega }_{1}t\right)---\left(3c\right)$

$C3-C2=A\sin \left(\frac{7}{8}{\omega }_{1}t\right)---\left(3d\right)$

可以看到，经过两次下变频和信号合成后，C1-C4和C2+C3信号相当于输入信号A与 9/8倍的第一本振信号频率ω₁正交混频，作为通道一信号输出。C1+C4和C3-C2信号相当于 输入信号A与7/8倍的第一本振信号频率ω₁正交混频，作为通道二信号输出。由于输入信号 A既包含了频率较高的L1频段信号，又包含了频率较低的L2频段信号，如果选取合适的第 一本振信号频率，那么L1频段信号在通道一可以被下变频到较低的中频频率，L2频段信号 在通道二可以被下变频到较低的中频频率，这样就实现了L1和L2导航信号的同时接收。表 1列举了几种典型的频率规划方案。

上述射频前端的两次变频及信号的合成，不仅可以实现双频段信号的同时接收，而且还 同时实现了镜像抑制的功能。理论上两次变频的低中频接收机，有用信号存在3个镜像频率， 而从公式(3a)～(3b)可以看到，采用该接收机电路结构后，有用信号相当于只进行了一次 下变频，因此图2所示的射频前端电路可以等效为图4所示的电路结构，这样接收机只需针 对一个镜像频率进行抑制。实际上，接收机第一次变频产生的镜像频率被抵消了，只有第二 次变频产生的镜像频率需要在后级复带通滤波器中进行处理。

表1接收机射频前端电路频率设置方案举例

GPS L1+L2 BDS B1+B2 Glonass L1+L2 L1频段卫星信号频率 1575.42MHz 1561.098MHz 1602MHz L2频段卫星信号频率 1227.6MHz 1207.14MHz 1246MHz 第一本振信号频率 1396.85MHz 1384.12MHz 1416.25MHz 第二本振信号频率 174.61MHz 173.02MHz 177.03MHz L1信号两次变频后的中频频率(通道一) 3.96MHz 3.96MHz 8.44MHz L2信号两次变频后的中频频率(通道二) 5.36MHz -3.97MHz 6.78MHz

低通滤波器401、402、403、404可对下变频后的中频信号进行滤波，滤除高频噪声和干 扰信号，减轻后级电路的线性度要求。可配置复带通滤波器50、51实现镜像频率的抑制，并 进一步滤除高频噪声和干扰信号。其通带中心频率，通带带宽可根据接收信号的不同，进行 配置和调节。可变增益中频放大器60、61和模数转换器70、71则分别完成信号放大和模数 转换的功能，送到数字基带处理器进行进一步的信号处理。这样就实现了整个射频前端电路 的功能。

综上所述，本发明公开的射频前端电路具有的有益效果是：该电路简化了传统双频段接 收机射频前端的电路结构，只需单个频率综合器即可实现双频段卫星信号的同时接收，并且 支持单天线输入，无需使用片外射频滤波器或片外无源中频滤波器即可实现对镜像频率的抑 制，可以有效降低接收机射频前端电路的功耗和成本，具有较高的产业利用价值。

需要说明的是，本发明公开的射频前端电路并不对各个子模块的具体电路实现方式有特 别的限定，只要实现前述模块的功能即可实现本发明。因此，对各个子模块具体电路实现方 式的改变、优化等，并未改变本发明的实质，应当涵盖在本发明内容中。

附图说明

图1为传统双频段射频前端电路结构图。

图2为本发明双频段射频前端电路结构图。

图3为本发明射频前端电路信号下变频部分的原理图。

图4为本发明射频前端电路的等效电路原理图。

具体实施方式

本发明一种优选的具体实施方式如下：

如图2所示，双频段接收机射频前端电路由以下部分组成：

(1)射频低噪声放大器10，其输入为接收射频信号，经放大后输出射频信号A，接第 一级混频器20；

(2)第一级混频器20，其输入射频信号A，分别与通道一I路第一本振信号LO1_I和 二通道Q路第一本振信号LO1_Q进行混频，将信号A由射频频率下变频到第一中频频率， 即：A与LO1_I混频输出I路第一中频信号B1，A与LO1_Q混频输出Q路第一中频信号B2， B1和B2接第二级混频器30；

(3)第二级混频器30，其输入为I、Q两路第一中频信号B1、B2，分别与I路第二本 振信号LO2_I和Q路第二本振信号LO2_Q进行混频，将第一中频信号频率下变频到第二中 频频率，即：B1与LO2_I混频输出II路第二中频信号C1，B1与LO2_Q混频输出IQ路第 二中频信号C2，B2与LO2_I混频输出QI路第二中频信号C3，B2与LO2_Q混频输出QQ 路第二中频信号C4，第二中频信号C1、C2、C3、C4接低通滤波器40；

(4)低通滤波器40，其输入为II、IQ、QI、QQ四路第二中频信号C1、C2、C3、C4， 对其进行信号合成及低通滤波，即：C1-C4并经低通滤波后作为通道一的I路第三中频信号 D1，C2+C3并经低通滤波后作为通道一的Q路第三中频信号D2，C3-C2并经低通滤波后作 为通道二的Q路第三中频信号D3，C1+C4并经低通滤波后作为通道二的I路第三中频信号 D4，经过上述处理，通道一筛选出L1频段的信号、抑制L2频段信号，通道二筛选出L2频 段的信号、抑制L1频段的信号，实现了不同频段信号的分离，同时低通滤波器对高频噪声和 干扰信号起到了抑制作用，输出信号D1、D2接通道一的可配置复带通滤波器50，D3、D4 接通道二的可配置复带通滤波器51；

(5)通道一的可配置复带通滤波器50，其输入为通道一的I路第三中频信号D1和通道 一的Q路第三中频信号D2，对其进行复数带通滤波，滤除镜像频率，输出通道一的第四中 频信号E1，接可变增益中频放大器60；

(6)通道二的可配置复带通滤波器51，其输入为通道二的Q路第三中频信号D3和通 道二的I路第三中频信号D4，对其进行复数带通滤波，滤除镜像频率，输出通道二的第四中 频信号E2，接可变增益中频放大器61；

(7)通道一的可变增益中频放大器60，其输入为通道一的第四中频信号E1，对其进行 放大，输出通道一的第五中频信号F1接通道一的ADC70；

(8)通道二的可变增益中频放大器61，其输入为通道二的第四中频信号E2，对其进行 放大，输出通道二的第五中频信号F2接通道二的ADC71；

(9)ADC70，其输入为通道一的第五中频信号F1，将其转换为通道一数字信号并输出；

(10)ADC71，其输入为通道二的第五中频信号F2，将其转换为通道二数字信号并输 出；

(11)频率综合器80，产生I、Q两路第一本振信号LO1_I和LO1_Q，输出到第一混频 器20；

(12)8分频器90，其输入为频率综合器80产生的第一本振信号LO1_I，对其进行8分 频，产生1/8倍第一本振信号频率的I、Q两路第二本振信号LO2_I和LO2_Q，输出到第二 混频器30。

其中，射频低噪声放大器(LNA)10可同时接收L1、L2双频段卫星导航信号，采用跨 导模式。第一级混频器20是由两个子混频器201、202组成的I、Q正交混频器，用于将射频 信号下变频到第一中频频率，采用电流模式。第二级混频器30由四个子混频器301、302、 303、304组成，子混频器301和302组成一路I、Q正交混频器，子混频器303和304组成 另一路I、Q正交混频器，用于将第一中频频率信号下变频到第二中频频率，采用电流模式。 具有信号合成功能的低通滤波器40由四个子滤波器401、402、403、404构成，均可实现对 两路输入信号的合成以及低通滤波功能，采用跨阻模式。可配置复带通滤波器50、51实现复 数带通滤波功能，用于滤除镜像频率和带外干扰，其滤波器参数可以进行配置，例如通带中 心频率、通带带宽等。可变增益中频放大器60、61可对中频频率信号进行放大，其放大增益 可分别由自动增益控制环路来控制，使其输出中频信号的幅度达到模数转换器70、71正常工 作所要求的范围。第一级混频器20所需的I、Q两路第一本振信号LO1_I和LO1_Q由频率 综合器80产生。第二混频器30所需的I、Q两路第二本振信号LO2_I和LO2_Q是由8分频 器对第一本振信号LO1_I分频产生的，输出频率为第一本振信号频率的1/8倍。根据接收卫 星系统的不同，可以调整第一本振信号的频率，具体频率设置可参照表1实现。