一种通用卫星高速数传信号定时同步方法

摘要

本发明公开了一种通用卫星高速数传信号定时同步方法，属于卫星通信技术领域，包括以下步骤：高速采样、信号解调、定时误差估计、定时抽取、环路滤波、定时相关与选通、采样频率控制和采样频综步骤，采用包络平方定时误差估计算法和有效的A/D采样频率控制，最终形成一个闭环定时同步环路。本发明同步实现较为简单，可实现MPSK、MQAM、MAPSK等多种调制体制的定时同步，具有很好的通用性，大大增加了使用灵活性。

说明书

技术领域

本发明涉及到卫星通信技术领域，尤其涉及一种基于闭环采样频率控 制的通用卫星高速数传信号定时同步方法。

背景技术

近年来，随着遥感卫星、数据中继卫星、军事侦察卫星等应用的快速 发展，卫星上形成了海量数据文件，需要通过下行高速数传链路传输到地 面接收。目前，卫星高速数传信号主要采用高阶调制体制，以节省信号带 宽，主要包括多相移键控MPSK、多正交幅度调制MQAM、多幅度相位键控 MAPSK等调制方式，传输码率已经达到数百Mbps，甚至超过Gbps。对于地 面接收设备而言，应具备灵活的多模式和变速率解调能力，以适应不同的 应用需求。

卫星高速数传接收机采用直接中频采样和数字处理方法实现对输入信 号的解调，其中定时同步是关键的一环，按照实现架构分为两种方法：一 是模拟/数字转换A/D采样频率固定，根据定时误差估计结果利用数字内插 的方法实现对信号最佳采样值的恢复，以达到定时同步的目的，称为异步 时钟恢复方法。二是根据定时误差估计结果不断地调整模拟/数字转换A/D 采样时钟频率以达到定时同步的目的，采样时钟由直接数字频率合成器提 供，称为同步时钟恢复方法。

在现有技术方案中，卫星高速数传接收机采用第一种定时同步方法实 现复杂度较高，原因是：1、该方法需要对输入信号进行重采样处理，往往 采用较简单的线性内插器抑制镜像频谱分量，因而会损失一定的解调性能； 2、为了满足超高码率信号的处理时序要求，定时同步需要采用并行处理架 构，需要消耗大量的硬件资源；3、由于是异步时钟恢复，不能有效采用流 水线实现方法，增加了定时同步的实现难度。

在现有技术方案中，卫星高速数传接收机采用第二种定时同步方法鲜 有涉及具体的模拟/数字转换A/D采样频率控制方法，也较少同时有环路跟 踪捕获性能等方面的考虑，参考价值不大。有一种采用超前-滞后鉴相器的 可变速率时钟恢复技术，其定时误差估计基于时域眼图采样，容易受噪声 影响，且对于多进制信号，鉴相器的复杂度会大大增加。

目前，卫星高速数传接收机无论是采用异步时钟恢复方法，还是同步 时钟恢复方法，都仅限于特定信号调制体制，缺乏通用性，对不同调制体 制信号的适应性较差。

公开号为CN101674127，公开日为2010年03月17日的中国专利文 献公开了一种多频时分多址卫星通信系统复合型同步控制方法，其特征在 于包括步骤：初始捕获阶段：①各卫星通信业务站接收卫星通信主站发送 的参考突发信号，解析参考突发信号携带的帧计划信息，获得测距时隙信 息、本站自由时隙信息；②根据卫星通信业务站入退网记录、收发通信速 率能力、预置的发送概率和预置的判断规则，卫星通信业务站各自在测距 时隙、本站自由时隙内发送测距突发信号；③各卫星通信业务站根据卫星 通信主站反馈给卫星通信业务站测距突发信号的测距定时误差信息、卫星 通信业务站接收本站发送的测距突发信号获得测距定时误差信息，各卫星 通信业务站判断测距定时误差值是否超过设定的门限值，若测距定时误差 值超过门限值则根据测距定时误差调整本站的发送定时值，重复①到③过 程，直到测距定时误差小于设定的门限值为止；若测距定时误差值未超过 门限值，则不调整本站的发送定时值，初始捕获阶段结束，转入同步保持 阶段；同步保持阶段：④各卫星通信业务站接收卫星通信主站发送的参考 突发信号，解析参考突发信号携带的帧计划信息，根据帧计划在分配给本 站的控制时隙内发送控制突发信号，在分配给本站的数据时隙内发送数据 突发信号；⑤卫星通信主站接收各卫星通信业务站发送的控制突发信号， 根据预置规则，反馈给规则指定的卫星通信业务站控制突发信号的定时误 差信息，预置规则未指定的卫星通信业务站接收本站发送的数据突发信号 获得定时误差信息，各大小类型卫星通信业务站根据定时误差信息调整本 站的发送定时值；通信过程中，进行④、⑤步骤，不断调整本站的发送定 时值；进行多频时分多址卫星通信系统复合型同步控制。

该专利文献公开的同步控制方法，采用辅助测距与自测距结合方法， 能够实现系统的快速初始捕获定时，但是，测距定时误差值需要不断的调 整，各大小类型卫星通信业务站还需根据定时误差信息不断调整本站的发 送定时值，同步方法的实现相当复杂，且限于特定信号调制体制，缺乏通 用性。

发明内容

本发明为了克服上述现有技术的缺陷，提供一种通用卫星高速数传信 号定时同步方法，本发明同步方法实现简单，可实现MPSK、MQAM、MAPSK 等多种调制体制的定时同步，具有很好的通用性，大大增加了使用灵活性。

本发明通过下述技术方案实现：

一种通用卫星高速数传信号定时同步方法，其特征在于，包括以下步 骤：

a、高速采样：对中频输入信号r(t)采用式1进行带通采样：

fs＝4×D×Rs(式1)；

其中，fs为采样率,D为抽取倍数，Rs为符号率；

b、信号解调：对中频采样信号r(mTs)进行数字下变频和多级滤波抽 取，将信号频谱搬移到基带，同时将采样率降低D倍变为4倍符号率，采 用式2得到fs’，输出基带信号I(nTs’)和Q(nTs’)；

fs’＝4×Rs(式2)；

其中，fs’为抽取后的采样率，Rs为符号率；

c、定时误差估计：对步骤b中的基带信号I(nTs’)、Q(nTs’)同时 采用式3进行两种长度L₁和L₂的定时误差估计，采用包络平方定时误差估 计算法，得到定时误差估计值ε₁(n)和ε₂(n)；

L₂/L₁＝M(式3)；

其中，M为整数；

d、定时抽取：对步骤c中得到的定时误差估计值ε₁(n)、ε₂(n)进行 N倍抽取，得到ε₁(nN)、ε₂(nN)；

e、环路滤波：对步骤d中得到的ε₁(nN)、ε₂(nN)进行环路滤波后得 到τ₁(nN)、τ₂(nN)；

f、定时相关与选通：对步骤e中得到的τ₁(nN)和τ₂(nN)进行相关运 算，并将相关结果与预设门限比较后，再对相关运算后的τ₁(nN)、τ₂(nN) 进行选通，输出τ(nN)；

g、采样频率控制：对步骤f中得到的τ(nN)按照采样频率控制算法输 出采样频率控制字W(nN)以及采样频率控制使能信号E(nN)；

h、采样频综：当步骤g中得到的采样频率控制使能信号E(nN)有效时， 采样频综中的直接数字频率合成器根据采样频率控制字W(nN)的内容改变 步骤a中的采样率fs，最终形成一个闭环定时同步环路。

所述步骤c中，定时误差估计采用包络平方定时误差估计算法，对L 个符号进行估计，每个符号包括4个采样点，第m段数据的定时误差估计 值采用式4得到：

${ϵ}_m=-\frac{1}{2\pi }\arg \left[\underset{k=m·4·L}{\overset{(m+1)·4·L}{\Sigma }}\right|a_k{|}^2{e}^{-j2\pi k/4}]$(式4)；

其中，k为采样序号，α_k为滤波抽取后的基带数据,e^-j()为指数函数。

所述步骤e中，环路滤波采用的是IIR数字滤波器。

所述步骤f中，对步骤e中得到的τ₁(nN)和τ₂(nN)进行相关运算是 指先对相邻的τ₂(nN)采用线性内插的方式获得(M-1)个插值点，采用式5 得到：

${\tau }_2[nN,i)]=\arg \{\frac{M-i}{M}\exp (2\pi ·{\tau }_2(nN)+\frac{i}{M}\exp (2\pi ·{\tau }_2\left[\right(n+1)N\left]\right)\},i=1,M-1$(式5)；

其中，i为内插序号，exp()为指数函数，M为整数；

然后再对τ₁(nN)和τ₂(nN，i)进行M点的复数相关，采用式6得到：

$\rho \left(n\right)=\frac{1}{M}\left|\underset{i=0}{\overset{M-1}{\Sigma }}\exp \right\{{\tau }_1[nN+(i/M)·N]-{\tau }_2[nN,i]\left\}\right|$(式6)；

其中，ρ(n)为定时相关值，i为内插序号，exp()为指数函数，M为 整数。

本发明所述的IIR数字滤波器，又名递归滤波器，其采用递归型结构， 即结构上带有反馈环路。

本发明的有益效果主要表现在以下几个方面：

一、本发明，基于闭环采样频率控制的定时同步方法采用包络平方定 时误差估计算法和有效的A/D采样频率控制方法，同步实现较为简单，可 实现MPSK、MQAM、MAPSK等多种调制体制的定时同步，具有很好的通用性， 大大增加了使用灵活性，克服了现有技术方案仅适用于特定调制体制的缺 陷。

二、本发明，通过高速采样、信号解调、定时误差估计、定时抽取、 环路滤波、定时相关与选通、采样频率控制和采样频综实现的高速数传信 号定时同步方法，由于省掉了重采样内插等处理环节，信号处理更加简单， 并且由于是同步时钟恢复，可有效采用流水线处理方法，大大降低了信号 处理难度和硬件资源消耗；由于A/D采样时钟由直接数字频率合成器提供， 通过改变直接数字频率合成器频率控制字即可实现对A/D采样频率的调 整；采样频率采用动态步长调整，可同时兼顾缩短环路捕获时间和减小定 时抖动，同时给出了定时同步状态的判断依据；卫星信道的变化较为缓慢， 地面接收信号的信噪比较好，采用基于“数据块”的定时误差估计算法， 其估计性能良好，较大的定时同步时延不再是突出问题，可以直接得到收 发端符号率偏差的变化规律；与采用超前-滞后鉴相器的可变速率时钟恢复 技术比较，由于采用块数据算法，定时误差估计精度更高，对于多进制信 号也较易处理。

三、本发明，根据定时误差估计长度L1和抽取倍数N可灵活设置环路 捕获带宽，以适应实际接收信号的符号率偏差情况。

四、本发明，根据两种长度定时误差估计值的相关与判决结果实现环 路捕获带宽的自适应切换，可同时兼顾较大符号率偏差捕获和稳态定时跟 踪性能。

附图说明

图1为本发明闭环定时同步整体框图；

图2为本发明定时同步时序图。

具体实施方式

参见图1和图2，一种通用卫星高速数传信号定时同步方法，包括以 下步骤：

a、高速采样：对中频输入信号r(t)采用式1进行带通采样：

fs＝4×D×Rs(式1)；

其中，fs为采样率,D为抽取倍数，Rs为符号率，按照带通采样定理 采样，保证采样后的信号频谱不发生混叠；

b、信号解调：对中频采样信号r(mTs)进行数字下变频和多级滤波抽 取，将信号频谱搬移到基带，同时将采样率降低D倍变为4倍符号率，采 用式2得到fs’，输出基带信号I(nTs’)和Q(nTs’)；

fs’＝4×Rs(式2)；

其中，fs’为抽取后的采样率，Rs为符号率；

c、定时误差估计：对步骤b中的基带信号I(nTs’)、Q(nTs’)同时 采用式3进行两种长度L₁和L₂的定时误差估计，采用包络平方定时误差估 计算法，得到定时误差估计值ε₁(n)和ε₂(n)；

L₂/L₁＝M(式3)；

其中，M为整数；

经过高速采样和信号解调后的基带信号为混合了有用信息和噪声的信 号，表示为：a_n＝I(n)+j*Q(n)，其中，a_n代表滤波抽取后的复基带数据， I(n)＝I(nTs’)，Q(n)＝Q(nTs’)，通过采用包络平方定时误差估 计算法，对L个符号进行估计，L是参与定时误差估计的符号长度，每个 符号包括4个采样点，则第m段数据的定时误差估计结果为：

${ϵ}_m=-\frac{1}{2\pi }\arg \left[\underset{k=m·4·L}{\overset{(m+1)·4·L}{\Sigma }}\right|a_k{|}^2{e}^{-j2\pi k/4}]$(式4)

包络平方定时误差估计算法为非数据辅助的无偏估计，对载波相位不 敏感，可以先于载波同步进行，其估计方差随着信噪比的改善和估计长度 L的增加而减小，适用于MPSK、MQAM、MAPSK等调制体制，可作为通用的 卫星高速数传信号定时误差估计算法。

d、定时抽取：对步骤c中得到的定时误差估计值ε₁(n)、ε₂(n)进行 N倍抽取，得到ε₁(nN)、ε₂(nN)；

e、环路滤波：对步骤d中得到的ε₁(nN)、ε₂(nN)进行环路滤波后得 到τ₁(nN)、τ₂(nN)；

采用IIR数字滤波器实现环路滤波功能，其开环传递函数的z变换采 用式7得到：

$H\left(z\right)=\frac{N_0+N_1{Z}^{-1}+N_0{Z}^{-2}}{1+D_0{Z}^{-1}+D_1{Z}^{-2}}$(式7)；

其中，N₀，N₁为H(z)的分子系数，D₀，D₁为H(z)的分母系数。

f、定时相关与选通：对步骤e中得到的τ₁(nN)和τ₂(nN)进行复数相 关运算，并将相关结果与预设门限比较后，再对相关运算后的τ₁(nN)、τ ₂(nN)进行选通，输出τ(nN)；

具体：对环路滤波后的定时误差估计结果τ₁(nN)和τ₂(nN)进行相关 运算，由于二者的估计长度不同，每得到一个τ₂(nN)，将同时获得M个τ ₁(nN)，因此首先对相邻的τ₂(nN)采用线性内插的方式获得(M-1)个插值 点，采用式5得到：

${\tau }_2[nN,i)]=\arg \{\frac{M-i}{M}\exp (2\pi ·{\tau }_2(nN)+\frac{i}{M}\exp (2\pi ·{\tau }_2\left[\right(n+1)N\left]\right)\},i=1,M-1$(式5)；

其中，i为内插序号，exp()为指数函数，M为整数；

然后再对τ₁(nN)和τ₂(nN，i)进行M点的复数相关，采用式6得到：

$\rho \left(n\right)=\frac{1}{M}\left|\underset{i=0}{\overset{M-1}{\Sigma }}\exp \right\{{\tau }_1[nN+(i/M)·N]-{\tau }_2[nN,i]\left\}\right|$(式6)；

其中，ρ(n)为定时相关值，i为内插序号，exp()为指数函数，M为 整数。

再将相关结果与预设门限V比较，若ρ(n)<V，则τ(nN)＝τ₁(nN)； 否则，τ(nN)＝τ₂(nN)。其中，ρ(n)为定时相关值，τ(nN)为选通输出的 定时误差估计值。

g、采样频率控制：对步骤f中得到的τ(nN)按照采样频率控制算法输 出采样频率控制字W(nN)以及采样频率控制使能信号E(nN)；

具体：采样频率控制算法根据环路滤波的结果τ(nN)获得采样频率控 制字W(nN)和使能信号E(nN)，并判断出当前的定时同步状态，包括符号 率偏差和定时相位误差的锁定状态。

定义|τ(nN)|为τ(nN)的绝对值，Δτ(nN)为τ(nN)的一阶差分，| Δτ(nN)|为Δτ(nN)的绝对值，Δ²τ(nN)为τ(nN)的二阶差分，|Δ²τ (nN)|为Δ²τ(nN)的绝对值。定时频偏锁定标志为F_lock(nN)，锁定门限 为V_{F_Lock}，失锁门限为V_{F_Lose}。定时相位锁定标志为P_lock(nN)，锁定门限 为V_{P_Lock}，失锁门限为V_{P_Lose}。采样频率控制字初始值为W_initial,动态调整步 长为F_step(nN)，F_{step_min}≤F_step(nN)≤F_{step_max}。

具体采样频率控制算法如下：

1、初始态：

初始态时定时频偏和定时相位均为失锁状态，即F_lock(nN)＝0， P_lock(nN)＝0，采样频率控制字W(nN)＝W_initial，采样频率控制使能E(nN) ＝0。

2、定时频偏从捕获到锁定的过程：

此时F_lock(nN)＝0，若Δτ(nN+1)>0时，则W(nN+1)＝W(nN)+F_step(nN)， E(nN+1)＝1；若Δτ(nN+1)<0时，则W(nN+1)＝W(nN)-F_step(nN)，E(nN+1)＝1； 否则W(nN+1)＝W(nN)，E(nN+1)＝0；此过程一直持续到|Δτ(nN+1)|<V_{F_Lock}时，则判断定时频偏锁定F_lock(nN+1)＝1。

3、定时频偏从锁定到失锁的过程：

此时F_lock(nN)＝1，若P_lock(nN+1)＝0且|Δτ(nN+1)|>V_{F_Lose}，则 判定定时频偏失锁F_lock(nN+1)＝0，重新进行定时频偏捕获。

4、定时相位误差从捕获到锁定的过程：

此时F_lock(nN)＝1，若τ(nN+1)>0并且Δτ(nN+1)≥0时，则W(nN +1)＝W(nN)+F_step(nN)，E(nN+1)＝1；若τ(nN+1)<0并且Δτ(nN+1)≤0 时，则W(nN+1)＝W(nN)-F_step(nN)，E(nN+1)＝1；否则W(nN+1)＝W(nN)， E(nN+1)＝0；此过程一直持续到|τ(nN)|<V_{P_Lock}，则判定定时相位误差锁 定P_lock(nN+1)＝1。

5、定时相位误差从锁定到失锁的过程：

此时P_lock(nN)＝1，若|τ(nN+1)|>V_{P_Lose}，则判定定时相位误差失锁 P_lock(nN+1)＝0，重新进行定时相位误差捕获。

6、动态步长调整方法：

相对于固定步长而言，动态调整步长可以兼顾缩短定时捕获时间和减 小定时抖动，具体方法为：若|Δ²τ(nN)|<|Δτ(nN)|/4，则F_step(nN +1)＝2·F_step(nN)；否则，F_step(nN+1)＝F_step(nN)/2。

h、采样频综：当步骤g中得到的采样频率控制使能信号E(nN)有效时， 采样频综中的直接数字频率合成器根据采样频率控制字W(nN)的内容改变 步骤a中的采样率fs，最终通过高速采样、信号解调、定时误差估计、定 时抽取、环路滤波、定时相关与选通、采样频率控制、采样频综形成一个 闭环定时同步环路。

环路捕获带宽：

闭环定时环路捕获带宽主要取决于定时误差估计长度L₁和抽取倍数 N，理论上相对于符号率的归一化捕获带宽，采用式8得到：

${\mathrm{BW}}_P\approx \pm \frac{1}{2·L_1·N}$(式8)；

其中，BW_p为归一化环路捕获带宽。

定时环路设计灵活性强，可以设计一组不同的(L₁,N)组合值实现不 同的定时环路初始捕获带宽，首先估计出大致的收发端符号率偏差范围， 再选择合适的符号率捕获带宽，当实际信号到来时就可以实现正常捕获。

环路带宽切换：

闭环定时同步环路一旦实现了对输入信号的符号率偏差捕获后，会及 时切换到较小的环路带宽，以减小稳态跟踪时的定时抖动。