在AC感应式电机中转子时间常量在线识别的系统及方法

摘要

本发明公开了一种用于确定AC感应式电机的转子时间常量的系统以及方法。在感应式电机的运行期间，磁通信号被插入到转子磁通命令，以便生成时变转子磁通。电压-电流磁通观测器确定由时变转子磁通生成的转子磁通变量的幅度，转子磁通变量的幅度包括基于电压-电流磁通观测器的电流模型的转子磁通变量的幅度以及基于电压-电流磁通观测器的合并的电压-电流模型的转子磁通变量的幅度。然后基于确定的转子磁通变量的幅度估计感应式电机的转子时间常量。

说明书

技术领域

本申请一般涉及AC感应式电机，并且更具体地，涉及用于确定AC 感应式电机的转子时间常量的系统及方法。

背景技术

电机(例如AC感应式电机)消耗所产生的电容量中的很大比例。用 户该工业“重负荷机器(workhorse)”的许多应用为风扇和泵工业应用。 例如，在典型的综合造纸厂中，低电压以及中电压电机可包括全部驱动电 负载的近70％。由于这些电机在工业中的盛行，电机可靠并有效地运行是 重要的。电机管理系统通常需要电机设计参数和性能参数，以优化电机的 控制和运行。类似地，电机状态监测使得电机能够可靠地运行，并且许多 电机状态监测技术寻求特定的电机设计参数和性能参数以优化电机的性 能。

一种有助于优化感应式电机的控制和运行的此类电机性能参数为转子 时间常量(转子电阻)，其对速度估计(在速度无传感器感应式电机控制 中)的稳态误差以及动态调整性能有着极大的影响。即，转子时间常量的 精确知识对于去耦接控制和速度估计二者均是必需的。然而，转子时间常 量难以识别，尤其当速度传感器不可用/集成在感应式电机和/或电机控制系 统中时。即，将意识到当感应式电机以稳定状态工作时，同时估计速度和 转子时间常量(转子电阻)在理论上不可行，以及仅当磁通大小随时间周 期变化时，可实现速度和转子时间常量的同时估计。

已经采用各种现有技术来估计转子时间常量。一种此类现有技术使用 瞬态过程期间的转子磁通变量以及最小平方策略来完成所有速度下的转子 电阻在线更新。然而，此类瞬态过程在一些工业应用中不常出现，并且最 小平方策略极大的增加了计算负担，使得程序更加复杂。另一已知现有技 术在高速期间利用瞬态过程来识别转子电阻并且在低速期间与定子电阻的 变化成比例地补偿转子电阻。该方法在一些应用中同样受到限制，由于缺 少电机运行期间的瞬态过程并且基于定子电阻的热偏移可能与转子电阻的 热偏移不相同的事实，因此在低速期间补偿转子电阻时可能存在一些误差。

用于估计转子时间常量的另一已知方法提取由逆变器的脉冲宽度调制 (PWM)引起的电压和电流动态高频小信号，以识别转子时间常量。然而， 该方法的局限在于需要精确的传感器以检测频率极高的小信号，并且需要 捕捉高频信息的更快的AD转换器。此外，该方法的变化采用积分运算或 者高阶微分运算，二者可进一步导致更多误差。

用于估计转子时间常量的又一已知方法从始终存在的MRAS误差的 信号抖动中提取所需的信息。然而，系统的始终存在的小信号极难捕捉。 用于估计转子时间常量的再一已知方法利用基于神经网络和模糊控制的转 子时间常量的在线识别算法。然而，此类方法需要大量计算并且程序相当 复杂。

最后，用于估计转子时间常量的其它已知方法提出基于信号插入的在 线更新算法。一种此类方法基于全阶磁通观测器来识别转子电阻，并且使 用导致具有较差精度的复杂计算的迭代方法。另一相似方法再次基于全阶 磁通观测器识别转子电阻，但是需要具有两个不同频率的小信号，这增加 了实现的难度并可能受到速度变化的影响。另一此类信号插入方法基于需 要大量计算的改进的最小平方方法(固定跟踪方法)。又一此类信号插入 方法运行而无需小信号的微分运算，但是识别表达太复杂并需要大量计算。 在该方法中，插入的信号频率也必须仔细地选择，必须设计合理的带通滤 波器，并且在识别转子时间常量中除以零是不可避免的，这极大地降低了 精度。

因此，期望设计一种系统及方法，所述系统及方法提供用于转子速度 和转子时间常量的同时估计。进一步期望提供在无负载或者满负载两种条 件下具有高精度的该估计的此类系统和方法，仅利用测量信号的幅度而无 需考虑相位漂移(从而避免在过零点除以零)并通过实施更少计算负担同 时仍提供精确估计结果的算法来执行该估计。

发明内容

本发明的实施例提出一种用于确定AC感应式电机的转子时间常量的 系统及方法。

根据本发明的一方面，一种非易失性计算机可读存储介质具有存储在 其上的包含指令的计算机程序，当由至少一个处理器执行该指令时，使得 至少一个处理器生成用于运行感应式电机的转子磁通命令，使得磁通信号 插入到转子磁通命令中从而生成时变转子磁通，并通过电压-电流磁通观测 器确定由时变转子磁通产生的转子磁通变量的幅度，转子磁通变量的幅度 包括基于电压-电流磁通观测器的电流模型的转子磁通变量的幅度以及基 于电压-电流磁通观测器的合并的电压-电流模型的转子磁通变量的幅度。 指令进一步使得至少一个处理器基于确定的转子磁通变量的幅度而估计感 应式电机的转子时间常量。

根据本发明的另一方面，一种确定AC感应式电机的在线转子时间常 量的方法包括将具有预先确定的幅度和频率的磁通信号插入到转子磁通命 令中以便生成时变转子磁通，转子磁通命令作为用于运行感应式电机的可 变速驱动(VSD)所实施的矢量控制方案的一部分而被提供。方法还包括 采样VSD的DC总线上的DC电压以及由VSD输出的至少两个相位上的 AC线电流，将采样的DC电压和AC线电流输入到闭环电压-电流磁通观 测器，利用电压-电流磁通观测器并至少部分地基于采样的DC电压和AC 线电流而确定转子磁通变量幅度，以及基于确定的转子磁通变量幅度而估 计感应式电机的在线转子时间常量。

根据本发明的又一方面，电机控制系统包括可耦接到AC感应式电机 以控制该AC感应式电机的运行的可变频率驱动(VFD)，以及可操作地 耦接至VFD或者与VFD集成的至少一个处理器，该至少一个处理器被编 程为生成用于运行感应式电机的转子磁通命令，使得磁通信号被插入到转 子磁通命令中以便生成时变转子磁通，并提供时变转子磁通命令作为用于 感应式电机的矢量控制的输入，无传感器矢量控制通过可变速驱动实施以 控制到感应式电机的电力输入。该至少一个处理器进一步被编程为在感应 式电机运行期间采样VSD的DC电压和线电流，将采样的DC电压和线电 流提供至包括电压模型和电流模型的电压-电流磁通观测器，并通过电压- 电流磁通观测器，确定基于电流模型的转子磁通变量的幅度以及基于电压 模型和电流模型二者的转子磁通变量的幅度。该至少一个处理器进一步被 编程为基于确定的转子磁通变量的幅度来估计感应式电机的转子时间常量 以及基于转子时间常量来估计感应式电机的转子速度，其中估计感应式电 机的转子时间常量而无需考虑转子磁通变量的相位漂移，从而在估计转子 时间常量中不执行在过零点除以零。

从以下详细的描述和附图中，本发明的各种其它特征和优点将会变得 显而易见。

附图说明

附图说明了目前预期用于实施本发明的优选实施例。

在附图中：

图1为用于与本发明实施例一起使用的AC电机驱动以及相关联的感 应式电机的示意图。

图2为根据本发明实施例的用于感应式电机的转子速度和转子时间常 量的同步估计的控制方案的示意框图。

图3为用于与根据本发明实施例的图2的控制方案一起使用的闭环电 压和电流磁通观测器的示意图。

图4为示出根据本发明实施例的用于估计在线转子时间常量的技术的 流程图。

具体实施方式

本发明的实施例涉及一种提供同时估计AC感应式电机中的转子速度 和转子时间常量的系统及方法。根据本发明的实施例，可以由若干数字信 号处理(DSP)设备中的任意一种执行对AC感应式电机的转子速度和转 子时间常量的估计，此类设备被集成到与感应式电机相关联的电机驱动中， 或者作为独立的算法单元和/或处理/计算设备而被提供。

参照图1，显示了被配置为控制相关联的AC感应式电机运行的可与 本发明的实施例一起使用的电机设备10的一般结构。

电机驱动10可被配置为例如变速驱动(VSD)，该变速驱动(VSD) 被设计为接收三个AC电力输入，整流AC输入，并执行将所整流的段 DC/AC转换成供应至负载的可变频率和幅度的三相交流电压。在优选实施 例中，VSD根据示例性电压/赫兹的特性而运行。在此而言，电机驱动在稳 定状态中提供±1％的电压调节，并具有小于3％的总的谐波失真，±0.1Hz 的输出频率，以及在满负载范围上的快速动态梯级负载响应。同样在优选 实施例中，VSD提供根据矢量或者磁场定向控制方案的控制。

在示例性实施例中，三相AC输入12a-12c被馈送至三相整流桥14。 输入线阻抗在所有三相中相等。整流桥14将AC电力输入转换为DC电力， 从而DC总线电压出现在整流桥14与开关阵列16之间。通过DC总线电 容器组18来平滑总线电压。开关阵列16包括共同形成PWM逆变器24 的一系列IGBT开关20以及反并行二极管22。PWM逆变器24合成具有 固定频率和幅度的AC电压波形，以传递到诸如感应式电机26的负载。逆 变器24的运行经由控制系统28，该控制系统28可进一步包括多个比例积 分(PI)控制器30以及其它相关联的处理器32，该处理器32执行例如空 间矢量调制、DC总线电压去耦接以及防护的高速操作。控制系统28经由 门驱动信号以及DC总线电压和极点电流(例如，通过电压传感器34以及 电流传感器36)的感测而连接到PWM逆变器24。在DC总线电压中的变 化可被感测并解释为瞬时负载条件，并用于控制PWM逆变器24的开关阵 列16的切换，从而维持接近稳态的负载条件。

现在参照图2，根据本发明的实施例显示了用于感应式电机(诸如图1 中的感应式电机26)的速度控制方案40的框图。根据本发明的实施例， 速度控制方案40可被实施为算法或者DSP代码，例如该算法或者DSP代 码被存储在电机驱动10的控制系统28中的处理/计算设备上(例如图1中 的PI控制器30/处理器32)，或者存储在操作地耦接到电机驱动10的单 独的处理/计算设备上。

速度控制方案40提供对感应式电机26的转子时间常量T_r以及转子速 度ω_r的同时估计。速度控制方案40包括被识别为图2中的控制框的四个 主要部件，该四个主要部件包括闭环的电压和电流磁通观测器42、转子时 间常量识别算法44、速度估计器46以及转子磁通定向自动调整去耦接控 制器48，该控制器48提供感应式电机的无传感器矢量控制(SVC)(即 感应式电机的磁场定向控制或者变速驱动(VSD)控制)。矢量控制电机 驱动被配置为控制感应式电机的运行，矢量控制电机驱动具有位于其中的 DC总线并被配置为将DC总线上的DC电压逆变为三相AC输出。

在实施针对感应式电机26的速度控制方案40中，仅需采样DC总线 电压和线电流(例如经由图1的电压传感器34和电流传感器36)。当不 采用确定转子速度ω_r的速度传感器时，采用模型参考自适应系统(MRAS) 速度估计器。电压和电流磁通观测器42提供基于固定轴的转子磁通作为MRAS模型的参考，而所调整的MRAS模型为提供基于可调整的固 定轴的转子磁通的纯电流磁通观测器。通过MRAS模型应用的自适 应率为并且通过与电压和电流磁通观测器42集成的 比例积分(PI)调整器(例如，图1的PI调整器/控制器30)来调节速度。

现在参照图3，根据本发明的实施例示出闭环电压和电流磁通观测器 42，其通过PI控制器30合并电压和电流模型。如图3所示，电流模型50 和电压模型52形成闭环电压和电流磁通观测器42的一部分，将测量的DC 总线电压和线电流输入到该闭环电压和电流磁通观测器42。

关于图3中所示的闭环电压和电流磁通观测器42，磁通观测器的传递 函数可被表示为：

${\hat{\psi }}_{\mathrm{r\alpha \beta }}^{\mathrm{vi}}=\frac{\frac{L_m}{L_r}s}{\frac{L_m}{L_r}s+G\left(s\right)}{\psi }_{\mathrm{r\alpha \beta }}^v+\frac{G\left(s\right)}{\frac{L_M}{L_r}s+G\left(s\right)}{\hat{\psi }}_{\mathrm{r\alpha \beta }}^i$(等式1)

其中指基于固定α-β轴通过开环电压磁通观测器估计的 转子磁通，以及指基于同步旋转d-q轴通过开环电流磁通观 测器估计的转子磁通，L_m为磁化电感，L_r为转子电感，以及G(s)为PI调 整器：G(s)＝K_p(1+K_i/s)，其中s＝jω_e。闭环磁通观测器带宽的可选选择是 确定从电压模型至电流模型转变的最佳频率范围。总之，K_p是必要的而K_i具有很小的影响，因此以便简化选择K_i为0。

根据本发明的实施例，速度控制方案40以及该速度控制方案40的闭 环电压和电流磁通观测器42用于同时估计感应式电机26的转子速度以及 转子时间常量。在执行此类估计时，速度控制方案40使得恒定频率的小磁 通信号被插入在磁通命令(例如，通过电机驱动10供应的)上以便识别转 子时间常量。仅需计算所产生的小信号转子磁通变量的幅度，而无需考虑 磁通变量的相位漂移，其避免在过零点除以零。在估计转子速度和转子时 间常量时，应当意识到定子和转子电感(L_s，L_r)以及磁化电感(L_m)在 额定运行速度下很少变化并可根据在弱磁区中的磁化曲线在线更新。因此， 在估计转子速度和转子时间常量时，假设定子、转子以及磁化电感为之前 已知的并在识别期间具有恒定值。

回顾图2，并且如其中所示，通过如在图2的54中所识别的具有期望 的/预先定义的幅度和频率的小信号而添加转子磁通命令，该转子磁通命令 表示为：

(等式2a)

其中A^*为插入信号的幅度(通常小于磁通命令ψ^*_r值的5％)以及ω^*为插入信号的频率，该频率保持恒定并且选择该频率不管感应式电机的同 步旋转频率。以插入信号的频率将小磁通信号插入到磁通命令中，因而产 生时变转子磁通命令。

由于小信号的插入，实际磁通以及估计的磁通可表示为由小信号添加 的大的DC信号，即

$\left(\begin{array}{c}{\psi }_{rd}=\left|{\bar{\psi }}_{rd}\right|+{\mathrm{\Delta \psi }}_{rd},{\psi }_{rq}=\left|{\bar{\psi }}_{rq}\right|+{\mathrm{\Delta \psi }}_{rq}\\ {\hat{\psi }}_{rd}=\left|{\bar{\hat{\psi }}}_{rd}\right|+\Delta {\hat{\psi }}_{rd},{\hat{\psi }}_{rq}=\left|{\bar{\hat{\psi }}}_{rq}\right|+\Delta {\hat{\psi }}_{rq}\end{array}\right)$(等式2b)。

基于电流磁通观测器的开环，建立实际磁通和估计磁通的动态小信号 模型，并且删去高阶无穷小，产生：

$\frac{{\mathrm{d\Delta \psi }}_{rd}}{dt}=-\frac{1}{T_r}{\mathrm{\Delta \psi }}_{rd}+\left|{\bar{\omega }}_s\right|{\mathrm{\Delta \psi }}_{rq}+\left|{\bar{\psi }}_{rq}\right|{\mathrm{\Delta \omega }}_s+\frac{L_m}{T_r}{\mathrm{\Delta i}}_{sd}$(等式3a)

$\frac{\mathrm{d\Delta }{\hat{\psi }}_{rd}}{dt}=-\frac{1}{{\hat{T}}_r}\Delta {\hat{\psi }}_{rd}+\left|{\bar{\omega }}_s\right|\Delta {\hat{\psi }}_{rq}+\left|{\bar{\hat{\psi }}}_{rq}\right|{\mathrm{\Delta \omega }}_s+\frac{L_m}{{\hat{T}}_r}\Delta {\hat{i}}_{sd}$(等式3b)

由于转子磁通定向，(等式3a)可被简化为(等式4a)：

$\frac{{\mathrm{d\Delta \psi }}_{rd}}{dt}=-\frac{1}{T_r}{\mathrm{\Delta \psi }}_{rd}+\frac{L_m}{T_r}{\mathrm{\Delta i}}_{sd}$(等式4a)。

考虑到插入的信号具有频率为ω^*的正弦函数，可以假设Δψ_rd、Δi_sd和的小信号分别具有频率为ω^*的正弦函数。因此，可假设如下：

(等式5a)

(等式5b)

(等式5c)

(等式5d)

将(等式5a)、(等式5c)代入(等式4a)，得到：

(等式6a)

类似地，将(等式5b)、(等式5d)和(等式5e)代入(等式3b)， 得到：

(等式6b)

另一方面，磁通观测器的幅度和相位误差在满负载或者无负载下在低 速和高速两者时均对转子电阻(转子时间常量)不敏感。换言之，转子磁 通定向角θ_ψr对转子时间常量(转子电阻)不敏感。也就是说，即便转子时 间常量具有误差，估计的定向角θ_ψr是相当精确的，因此然后 实际电流的d轴分量的幅度与估计的电流的d轴分量的幅 度近似相等，即因此，从(等式6a)以及(等式6b)可得出：

$\sqrt{1+{\left({\omega }^{*}{T}_r\right)}^2}·A=L_m·B\approx L_m·\hat{B}=\sqrt{1+{\left({\omega }^{*}{\hat{T}}_r\right)}^2}·\hat{A}$(等式7)

最后，转子时间常量的真实值可导出为：

$T_r=\frac{1}{{\omega }^{*}}\sqrt{[1+{({\omega }^{*}·{\hat{T}}_r)}^2]·{\left(\frac{\hat{A}}{A}\right)}^2-1}$(等式8)

开环电压磁通观测器与转子时间常量无关，因此基于开环电压磁通观 测器的的直接计算为实际磁通小信号幅度A，即其中 ${\mathrm{\Delta \psi }}_r^v={\psi }_r^v-\left|{\bar{\psi }}_r^v\right|,$

以及：

${\psi }_r^v=\sqrt{{{\psi }_{r\alpha }^v}^2+{{\psi }_{r\beta }^v}^2},\left|{\bar{\psi }}_r^v\right|=\sqrt{\left|{\bar{\psi }}_{r\alpha }^v{|}^2\right|{\psi }_{r\beta }^v{|}^2}$(等式9a)

开环电流磁通观测器的直接输出为估计的磁通小信号幅度即以及其中：

${\hat{\psi }}_r^i=\sqrt{{{\hat{\psi }}_{r\alpha }^i}^2+{{\hat{\psi }}_{r\beta }^i}^2},\left|{\bar{\hat{\psi }}}_r^i\right|=\sqrt{|{\bar{\hat{\psi }}}_{r\alpha }^i{|}^2+|{\bar{\hat{\psi }}}_{r\beta }^i{|}^2}$(等式9b)。

然而，实际磁通小信号幅度不能通过电压和电流磁通观测器42 的闭环直接获得。考虑到闭环磁通观测器的传递函数，根据下式可从(等 式1)导出(等式10)：

${\hat{\psi }}_{r\alpha }^{vi}+j{\hat{\psi }}_{r\beta }^{vi}=\frac{\frac{L_m}{L_r}s}{\frac{L_m}{L_r}s+G\left(s\right)}({\psi }_{r\alpha }^v+{\mathrm{j\psi }}_{r\beta }^v)+\frac{G\left(s\right)}{\frac{L_m}{L_r}s+G\left(s\right)}({\hat{\psi }}_{r\alpha }^i+j{\hat{\psi }}_{r\beta }^i)$(等式10)

其中s＝jω_e，L_m≈L_r以及G(s)＝K_P。

通过消除(等式10)的大信号并且删去高阶无穷小，解出的小信 号，给出：

$\left|\Delta {\hat{\psi }}_r^{vi}\right|=\frac{K_P^2·\left|\Delta {\hat{\psi }}_r^i\right|+{\omega }_e^2·\left|{\mathrm{\Delta \psi }}_r^v\right|}{K_P^2+{\omega }_e^2}$(等式11)

由于以及根据下式可从(等式11)导出

$\frac{A}{\hat{A}}=\frac{\left|\Delta {\hat{\psi }}_r^{vi}\right|}{\left|\Delta {\hat{\psi }}_r^i\right|}+(\frac{\left|\Delta {\hat{\psi }}_r^{vi}\right|}{\left|\Delta {\hat{\psi }}_r^i\right|}-1)·\frac{K_P^2}{{\omega }_e^2}$(等式12)

根据(等式12)，即使不能直接估计A，我们可得到在(等式8)中 所需的真实磁通小信号与估计磁通小信号的比例在由K_p确定的分界点 之上的高速区域中，K_p＜＜ω_e，因此并且将(等式12)简化为：

$\frac{A}{\hat{A}}=\frac{\left|\Delta {\hat{\psi }}_r^{vi}\right|}{\left|\Delta {\hat{\psi }}_r^i\right|}$(等式13)

应当指出在低速区域中，在此情形下，一方面，根据(等式8)， 如果计算的T_r将小于离线值即那么如果则以及 如果则另一方面，根据(等式12)，如果则然后如果则以及如果则也就是说，和对的识别结果具有相同的影响。换句话说，考虑迭代策略，(等式13)还可 用于低速区域。

将(等式13)代入(等式8)，并利用代替T_r，得到：

${\hat{T}}_{r\_online}=\frac{1}{{\omega }^{*}}\sqrt{[1+{({\omega }^{*}·{\hat{T}}_r)}^2]·{\left(\frac{\left|\Delta {\hat{\psi }}_r^i\right|}{\left|\Delta {\hat{\psi }}_r^{vi}\right|}\right)}^2-1}$(等式14)，

其中ω^*为插入磁通信号的频率，为来自电压-电流磁通观测器的电 流模型的转子磁通变量，并且为来自电压-电流磁通观测器的合并的电 压-电流模型的转子磁通变量。

在低速区域中，仅在一个周期中通过(等式14)获得的识别结果可能 不是最终的精确结果，但是结果相对接近真实值。因此，需要若干识别周 期，直到相邻两个周期中识别结果的差异足够小。相应地，可精确地确定 转子时间常量。

现参照图4，示出了实施上述(等式1-14)的用于确定在运行时AC 感应式电机的转子时间常量(即在线转子时间常量)的技术100。技术100 可由若干数字信号处理(DSP)设备中的任一种执行，此类设备被集成到 与感应式电机相关联的电机驱动中，或者作为独立算法单元和/或处理/计算 设备而被提供，并可结合图2的速度控制方案40以及图3的电压和电流磁 通观测器42来实施。

如图4所示，技术100始于步骤102，随着技术的开始，在步骤104 初始确定感应式电机是否以稳定状态运行。如在106指示的，如果确定感 应式电机并不以稳定状态运行，则技术100返回(以指定的时间/间隔)再 次执行与感应式电机是否以稳定状态运行相关的步骤104的确定。相反地， 如在108指示的，如果确定感应式电机并不以稳定状态运行，则技术100 继续步骤110，其中小磁通命令信号被插入在转子磁通命令上。此外在 步骤110中，基于平均磁通命令以及基于插入在用于识别转子时间常量 (即，)的磁通命令上的小磁通命令信号，确定转子磁通命令的值。

随着步骤110的完成，并且感应式电机以稳定状态运行期间，在步骤 111测量/采样逆变器24(图2)中DC总线电压以及从逆变器24输出的 AC线电流的至少两个相位。向电压-电流磁通观测器42(图2)提供采样 的DC电压和以及线电流，并且技术100然后在步骤112继续，在步骤112 中基于采样的DC电压和线电流而确定来自电压和电流磁通观测器(图2) 的电流模型的转子磁通变量与来自电压和电流磁通观测器的合并的电压和 电流模型的转子磁通变量的比例(即)。当在步骤112确定比例时，在 步骤114中识别用于确定转子时间常量的变量/值。在此过程中，识别到标 志的状态，其指示转子时间常量的离线值是否用于(等式14)中以确 定/获得转子时间常量的第一在线识别值或者在线识别值是否稳定 (在大约几个识别周期之后，识别周期的数量被选择为如插入频率的若干 次数)以及第一在线识别值应当用于实际磁通观测器和控制中。更加具体 地，当Flag＝0时，如在步骤116中指示的，转子时间常量的离线识别值为(等式14)所用，以及如步骤118中指示的，获得第一在线识别值

如图3所示，一旦在步骤118获得第一在线识别值转子时间常量则在步骤120确定关于是否已执行足够的识别周期以使第一在线识别值 稳定。如果未执行足够的识别周期，如在122中指示的，则确定标志 仍处于设定Flag＝0，以及技术返回步骤112，再次确定来自电流模型的转 子磁通变量与来自合并的电压和电流模型的转子磁通变量的比例，并且在 步骤114再次利用(等式14)以在步骤118识别第一在线转子时间常量

相反地，如果在步骤120确定已执行足够的识别周期，从而认为第一 在线识别值是稳定的，如在124指示的，则标志被切换为设定Flag＝1 以及技术100在步骤126继续，其中转子时间常量的第一在线识别值被提供至/被用于实际磁通观测器和控制。在磁通观测器和控制中，转子时 间常量的第一在线识别值的使用，提供在基于经过在先周期中计算的 在线识别值计算转子时间常量的新在线识别值(使用[等式14])处执 行的在后识别过程，从而更新转子时间常量的在线识别值。

随着通过磁通观测器和控制确定在两个连续周期中转子时间常量的在 线识别值可获得值该值为在相邻两个周期中识别结果的 差。即，认为在低速区域中，获得的转子时间常量可能不是转子时间 常量的最终精确估计(尽管其应相对接近真实值)，并且因此需要确定关 于相邻两个周期的识别结果之间的差是否足够小，以使得所识别的转子时 间常量被认作为真实值。因此，在步骤128中执行值的获取以及 与阈值的比较，并在步骤128确定关于是否小于阈值。根据一个 实施例，将阈值量化为值的确定百分比，例如值的2％。

如果在步骤128确定的值小于阈值，如在130中指示的，在步骤 132确定识别过程结束并且技术100停止。即，如果的值小于阈值， 则技术100验证转子时间常量的估计有效/精确(即足够接近于真实转 子时间常量值)，如此，可去除在步骤110中插入的小磁通信号，并且驱 动系统将以正常状态工作，具有由于缓慢热漂移每特定时间周期重复的识 别过程。如图4所示，在具有验证的转子时间常量估计中，如在步骤134 的虚线所示，认为通过提供动态调节性能和去耦接控制，转子时间常量的 该估计可用于速度估计并用于优化感应式电机26的控制和操作。

然而，如在136中所示，如果在步骤128确定的值超出阈值，通 过返回步骤112，技术100继续，在步骤112中再次确定来自电流模型的 转子磁通变量与来自合并的电压和电流模型的转子磁通变量的比例，并且 在步骤114-126中再次利用(等式14)，以使用磁通观测器和控制来识别 在线转子时间常量的值。

有利地，通过使用技术100而精确地识别转子时间常量由于转 子时间常量用于去耦接控制和速度估计两者，可以优化感应式电机12的控 制和操作。更有利地，技术100执行在无负载或者满负载两种条件下具有 高精度的转子时间常量的估计，仅利用测量的磁通信号的幅度而无需 考虑相位漂移(从而避免了在过零点除以零)以及通过实施更少计算负担 同时仍提供精确估计结果的算法，来执行该估计。

用于本公开的方法和装置的技术贡献在于其提供了一种在AC感应式 电机中同时估计转子速率和转子时间常量的控制器实施技术。

因此，根据本发明的一个实施例，非易失计算机可读存储介质具有存 储在其上的包括指令的计算机程序，当通过至少一个处理器执行时，该指 令使得至少一个处理器产生用于感应式电机运行的转子磁通命令，使得磁 通信号被插入到转子磁通命令中从而产生时变转子磁通，以及通过电压- 电流磁通观测器确定由时变转子磁通产生的转子磁通变量的幅度，转子磁 通变量的幅度包括基于电压-电流磁通观测器的电流模型的转子磁通变量 的幅度以及基于电压-电流磁通观测器的合并的电压-电流模型的转子磁通 变量的幅度。指令进一步使得至少一个处理器基于确定的转子磁通变量的 幅度而估计感应式电机的转子时间常量。

根据本发明的另一实施例，确定AC感应式电机的在线转子时间常量 的方法包括将具有预定幅度和频率的磁通信号插入到转子磁通命令中以便 产生时变转子磁通，转子磁通命令作为用于运行感应式电机的可变速驱动 (VSD)所实施的矢量控制方案的一部分而被提供。方法还包括采样VSD 的DC总线上的DC电压以及由VSD输出的至少两个相位上的AC线电流， 将采样的DC电压和AC线电流输入到闭环电压-电流磁通观测器，利用电 压-电流磁通观测器并至少部分地基于采样的DC电压和AC线电流而确定 转子磁通变量幅度，以及基于确定的转子磁通变量幅度而估计感应式电机 的在线转子时间常量。

根据本发明的又一实施例，电机控制系统包括可耦接到AC感应式电机 以控制该AC感应式电机的操作的可变频率驱动(VFD)，以及可操作地 耦接至VFD或者与VFD集成的至少一个处理器，该至少一个处理器被编 程为生成用于运行感应式电机的转子磁通命令，使得磁通信号被插入到转 子磁通命令中以便生成时变转子磁通，并提供时变转子磁通命令作为用于 感应式电机的矢量控制的输入，无传感器矢量控制通过可变速驱动实施以 控制到感应式电机的电力输入。该至少一个处理器进一步被编程为在感应 式电机运行期间采样VSD的DC电压和线电流，将采样的DC电压和线电 流提供至包括电压模型以及电流模型的电压-电流磁通观测器，并通过电压 -电流磁通观测器，确定基于电流模型的转子磁通变量的幅度以及基于电压 模型和电流模型二者的转子磁通变量的幅度。该至少一个处理器进一步被 编程为基于确定的转子磁通变量的幅度来估计感应式电机的转子时间常量 以及基于转子时间常量来估计感应式电机的转子速度，其中估计感应式电 机的转子时间常量而无需考虑转子磁通变量的相位漂移，从而在估计转子 时间常量中不执行在过零点除以零。

上述方法可以在含有指令的计算机程序代码的形式中实现，该指令实 施在一个或者多个有形的计算机可读存储介质中，诸如软磁盘以及其它磁 存储介质，CDROM和其它光存储介质，闪存以及其它固态存储设备，硬 盘驱动器，或者任意其它计算机可读存储介质，其中，当计算机程序代码 由计算机载入并执行时，计算机成为实施本公开方法的装置。

本发明依据优选实施例而被描述，并且应当意识到除了这些明确阐述 以外的等同、替换以及修改也是可能的，并且落入附随权利要求的保护范 围内。