用于开关电容转换器的高效率栅极驱动器

摘要

开关电容功率转换器包括在连续状态下使电容器彼此电互连的有源半导体开关元件。每个具有控制输入部、功率连接部、和驱动输出部的开关驱动电路耦合至并且用于开关元件中的一个或者多个的控制。其中的一些配置为来自电容器中的一个或者多个，从而使得跨所述驱动电路的功率连接部的电压基本小于转换器的高压端子。

说明书

相关申请的交叉引用

本申请要求2013年3月15日提交的美国申请第13/837,796号的优先权日的权益，其内容由此以引用的方式全部并入本文。

技术领域

本发明涉及开关电容转换器，并且更加具体地涉及用于这样的转换器的高效率栅极驱动器。

背景技术

切换模式功率转换器是一种特定类型的功率转换器，其通过使用切换网络将储能元件(即，电感器和电容器)切换为不同电气配置而产生输出电压。开关电容转换器是主要利用电容器来传输能量的一类切换模式功率转换器。在这样的转换器中，电容器和切换器的数量随着转换增益的增加而增加。

如本文使用的，如果开关电容功率转换器产生大于输入电压的输出电压，那么转换增益代表电压增益，或者，如果开关电容功率转换器产生小于输入电压的输出电压，那么转换增益代表电流增益。

图1和图2示出了开关电容功率转换器的两个示例，其接收来自电压源16的输入电压VI，并且向负载18提供输出电压VO。这两个示例也都称为级联倍增器。注意，在图2中，在图1中的电路的多个开关器件被一系列多个器件替代，从而减少跨在电路中的分别的器件的最大电压。

在正常操作中，当泵电容器C1-C3正在被连续地充电和放电时，沿着二极管连接式NMOS晶体管M0-M5的链路泵送电荷包。如图1和图2所示，相电压VP1、VP2是一百八十度异相的。NMOS晶体管M0-M5中的每一个是二极管连接的，从而仅仅允许增压操作(即，VO大于VI)。另外，效率被严重地影响，这是因为在正常操作期间跨晶体管M0-M5中的每一个的电压量明显降低。因此，期望在其欧姆区中操作NMOS晶体管M0-M5，但是由于驱动晶体管M0-M5的困难性和/或复杂性，所以典型地使用PMOS晶体管和高压晶体管两者的组合。

如果在开关电容功率转换器中的晶体管集成在单个衬底上，那么可以期望使用尽可能少的不同的类型的器件。对于给定的半导体工艺，成本与掩膜层的数量有关。随着在半导体工艺中的不同类型的器件的数量的增加，掩膜层的数量也增加，因此成本也增加。

此外，众所周知，在硅中电子具有比空穴更高的迁移率。结果，带有给定导通电阻的NMOS器件具有比带有相同导通电阻的PMOS器件更小的栅极电容。也是真实的是，带有给定栅极电容的NMOS器件具有比带有相同栅极电容的PMOS器件更小的导通电阻。在功率转换器中，因此，理想的是用NMOS器件替代在主功率路径中的尽可能多的PMOS器件并且用低压器件替代尽可能多的高压器件。

发明内容

在一个方面中，在通常情况下，开关电容功率转换器具有：第一端子，该第一端子用于在基本高压(例如，20v)下耦合至第一外部电路；以及第二端子，该第二端子用于在量级上低于高压的基本低压(例如，5v)下耦合至第二外部电路。第一多个有源半导体开关元件配置为在连续状态下将电容器彼此电互连以及/或者电互连至第一端子或者第二端子。开关元件配置为通过一系列多个开关元件将至少一些电容器彼此互连。多个开关元件耦合至并且用于由开关驱动电路中的一个的驱动输出部控制。每个驱动电路具有控制输入部、功率连接部、和驱动输出部，该驱动输出部耦合至并且用于开关元件中的一个或者多个的控制。至少一些开关驱动电路配置为被经由驱动电路的功率连接部从电容器中的一个或者多个供电，从而使得跨驱动电路的功率连接部的电压基本小于高压。

在另一个方面中，在通常情况下，开关电容功率转换器具有：第一端子，该第一端子用于在基本高压下耦合至第一外部电路；以及第二端子，该第二端子用于在量级上低于高压的基本低压下耦合至第二外部电路。多个有源半导体开关元件配置为在连续状态下将电容器彼此电互连以及电互连至第一端子或者第二端子。开关元件和电容器配置为在第一端子与第二端子之间形成多重的分别的电荷转移路径。多个开关驱动电路耦合至并且用于由开关驱动电路中的一个的驱动输出部控制，每个驱动电路具有控制输入部、功率连接部、和驱动输出部，该驱动输出部耦合至并且用于开关元件中的一个或者多个的控制。至少一些开关驱动电路配置为被经由驱动电路的功率连接部从电容器中的一个或者多个供电，从而使得跨驱动电路的功率连接部的电压基本小于高压。控制分别的电荷转移路径中的一个的开关元件的开关驱动电路中的至少一些被从一个或者多个其他电荷转移路径的电容器供电。

各个方面可以包括一个或者多个以下特征。

开关电容功率转换器还包括多个电容器，该多个电容器耦合至所述第一多个开关元件并且经过所述半导体切换器可控地耦合，或者包括多个端子，该多个端子耦合至第一多个开关元件以连接至电容器。

转换器配置为向驱动电路中的至少一些提供相对于低压的时变电压。

每个开关元件具有低于高压的最大额定电压。

一系列开关元件中的每一个包括N个元件，N>1，并且其中，开关元件的最大额定电压不大于低压的2/N倍。

跨驱动电路的功率连接部的电压配置为被以小于或实质上等于二倍低压从电容器驱动。

在一系列多个开关元件中的每一个开关元件由对应的驱动电路驱动，所述驱动电路中的每一个配置为被经过驱动电路的功率连接部从在操作中具有不同的电压的所述多个电容器的不同的电容器供电。

开关元件和电容器配置为在第一端子与第二端子之间形成多重的分别的电荷转移路径，并且其中，控制分别的电荷转移路径中的一个电荷转移路径的开关元件的开关驱动电路中的至少一些被从一个或者多个其他电荷转移路径的电容器供电。

开关电容功率转换器还包括相移发生器，该相移发生器包括第二多个开关元件。相移发生器配置为向多个电容器中的每一个的一个端子提供时变电压电平，并且配置为使用来自在其他电荷转移路径中的电容器的电压发生用于在一个电荷转移路径中的至少一个电容器的电压电平。

一个或者多个方面的优点可以包括以下方面。

通过减少发生反复地充电和放电开关电容功率转换器中的晶体管的栅极的栅极驱动信号中的损失，提高了转换器的总体效率。

通过限制栅极源极电压，可以使用低压晶体管。

通过利用不同的电压来驱动级联系列中的不同晶体管，可以高效率地驱动级联配置。

在利用外部(例如，分立的)电容器的转换器的情况下，使用这些相同的电容器对内部栅极驱动器电路供电避免了向器件提供附加中间电源端子的需要。

集成电路典型地受限于其被允许具有的引脚的数量。每个引脚占用硅裸片上的一定量的面积，并且，如果引脚计数很大，那么引脚所占用的面积可能大于硅裸片上的有源器件所占用的面积。每个电容器将需要至少一个引脚，并且在某些情况下，需要两个引脚。使用电荷转移路径中使用的电容器上的可用电压对栅极驱动器供电优于通过器件上的附加引脚提供这些电压，这是因为不必须增加总引脚计数。

本发明的其他特征和优点是从以下的描述以及从权利要求明显的。

附图说明

图1是单相升压级联倍增器的示意图；

图2是具有级联切换器的单相升压级联倍增器的示意图；

图3是具有级联切换器的单相级联倍增器和对应的栅极驱动器和预充电电路的示意图；

图4和图5分别是在两个操作阶段中的图3的电路的已注释的示意图；

图6是递变栅极驱动器的示意图；

图7是级联栅极驱动器的示意图；

图8是具有级联切换器的双相级联倍增器和对应的栅极驱动器的示意图；

图9是在两个操作阶段中的一个阶段中的图8的电路的已注释的示意图；

图10是双相级联倍增器和对应的栅极驱动器的示意图；

图11和图12是用于与图10的电路共同使用的两个任选的相移发生器的示意图；以及

图13是双相串联-并联开关电容转换器和对应的栅极驱动器的示意图。

具体实施方式

1.概述

下面描述了在开关电容功率转换器的有源控制的上下文中使用的多种方法。这些方法解决了一个或者多个以下目标：

●通过减少从控制晶体管的栅极沉积和放电的电荷来提高转换器的效率

●允许使用低压晶体管用于切换。

在通常情况下，用于实现这些目标的方法是：通过对在操作期间驱动开关晶体管的电路的设计和供电，来高效率地限制栅极源极电压。多种具体的方法(下面描述了其中一些方法)使用控制电路系统用于开关晶体管，这些晶体管耦合在电荷转移路径中的电容器，其自身由同一个路径中的电容器供电，以及/或者，在多相转换器的情况下，由另外的并联路径中的电容器供电。

2.单相级联倍增器

参照图3，单相级联倍增器电路30利用晶体管M0-M5，该晶体管M0-M5耦合至在高压端子(即，VO)与低压端子(即，VI)之间的电荷转移路径上的第一泵电容器、第二泵电容器、和第三泵电容器C1-C3。在图3中图示的实施方案中，泵电容器C1-C3由级联晶体管切换器(例如，串联的M1和M2)耦合，但是应该理解，还可以使用单个晶体管，同时仍然实现示出的配置的优点中的至少一些。

每个晶体管由对应的栅极驱动器电路驱动。如下面更加详细地描述的，栅极驱动电路中的至少一些被从在高压端子与低压端子之间的电荷转移路径中的泵电容器C1-C3供电。跨泵电容器C1-C3中的每一个的电压是该高压的分数，由此允许保持对晶体管的栅极源极电压的期望的限制的栅极驱动信号的高效率的发生。

驱动器组32提供栅极信号以激活或者去激活在级联倍增器电路30中的每个晶体管。驱动器组32包括四个低压栅极驱动器电路34、两个高压栅极驱动器电路35、和四个电压跟随器36A-36D。每个栅极驱动器电路接收具有以“A”或者“B”开头的标签的驱动信号。驱动信号A0、B0、B1、A1、A2、B2分别控制晶体管M0、M1、M2、M3、M4、M5。此外，电压跟随器36A-36D分别接收对应的偏置电压V1-V4。控制电路(未在图3中示出)发生驱动信号A0-B2和偏置电压V1-V4。

低压栅极驱动器电路34耦合至晶体管M0、M2、M4、M5，而高压栅极驱动器电路35耦合至晶体管M1、M3。高压栅极驱动器电路35支持低压栅极驱动器电路34的供给电压的两倍。电压跟随器36A-36D中的每一个接收来自泵电容器C1-C3中的一个的电压并且向它们的对应的栅极驱动器电路(即，34或者35)提供在值方面相等或者更低的恒定电压。当接收到的电压等于提供的电压时，对应的电压跟随器(例如，36A)相似于切换器表现。为了实现该行为，偏置电压V1-V3至少是高于对应的源极电压的阈值电压，而偏置电压V4至少是低于对应的源极电压的阈值电压。此外，电压跟随器36A-36D经受与在级联倍增器电路30中的晶体管M0-M5相同的电压应力。

同样，在图3中图示了预充电电路38的示例，该预充电电路38用于在级联倍增器电路30的钟控操作之前使在泵电容器C1-C3上的电压初始化。通过对泵电容器C1-C3预充电，可以在启动期间将跨在级联倍增器电路30内的晶体管M0-M5的漏极源极电压维持在要求的限制内，并且此外，预充电的泵电容器C1-C3可以在级联倍增器电路30的钟控操作开始时立刻向栅极驱动器电路提供所需的功率。在钟控操作时，可以禁用预充电电路38

为了方便在整个功率转换器中使用低压晶体管，预充电电路38使用低压晶体管和偏压电阻器的组合。电阻分压器设置在启动期间的对于泵电容器C1-C3中的每一个的预充电电压，其中，在预充电电路38内的每个晶体管的源极电压至少是低于其对应的栅极电压的阈值电压。作为结果，预充电电路38或级联倍增器电路30内的晶体管中没有一个在启动或钟控操作期间暴露于可以损伤器件的电压应力。

参照示出了两种操作状态的图4至图5，可以理解级联倍增器电路30的操作以及所得到的对栅极驱动电路供电的电压电平。级联倍增器电路30通过以特定频率在第一状态与第二状态之间循环将能量从源16传输至负载18。所有的与“A”信号耦合的晶体管被同时地激活和去激活；对于所有的与“B”信号耦合的晶体管也如此。为了确保在第一状态与第二状态之间的干净转变，“A”信号和“B”信号是非重叠的。此外，第一相电压和第二相电压VP1、VP2与“A”信号和“B”信号同步。

假设输入电压VI为五伏特，那么级联倍增器电路30产生为二十伏特的输出电压VO。跨任何晶体管的最大电压是五伏特。此外，低压栅极驱动器电路34支持五伏特，而高压栅极驱动器电路35必须支持十伏特。

图4图示了第一状态，其中，第一相电压VP1是五伏特，而第二相电压VP2是零伏特。接收“B”信号的栅极驱动器电路激活它们对应的晶体管，并且接收“A”信号的栅极驱动器电路去激活它们对应的晶体管。结果，十五伏特的栅极电压分别激活晶体管M1、M2、M5，而五伏特、十伏特和十五伏特的栅极电压分别去激活晶体管M0、M3、M4。

相反，图5图示了第二状态，其中，第一相电压VP1为零伏特，而第二相电压VP2是五伏特。接收“A”信号的栅极驱动器电路激活它们对应的晶体管，并且接收“B”信号的栅极驱动器电路去激活它们对应的晶体管。结果，五伏特、十伏特和二十伏特的栅极电压分别去激活晶体管M1、M2、M5，而十伏特、二十伏特和二十伏特的栅极电压分别激活晶体管M0、M3、M4。

遗憾的是，与晶体管M0、M1、M2、M5相关联的电压跟随器36A-36D消耗功率。每个电压跟随器跨其漏极端子和源极端子下降了五伏特，而其对应的栅极驱动器则下降了下沉或者源电流。在晶体管M1、M2、M5的情况下，这发生在第一状态期间，而对于晶体管M0，这发生在第二状态期间。

在级联倍增器电路30中，电荷以被负载18决定的速率从源16转移到负载18。因为这是单相设计，所以仅具有一个一个单位电荷可以遵循的电荷转移路径。例如，在第一时钟周期开始时，该单位电荷离开源16并且流入第一泵电容器C1。在状态转变之后，该单位电荷运动到第二泵电容器C2。当第二时钟周期开始时，该单位电荷然后从第二泵电容器C2运动到第三泵电容器C3，并且再经过一次状态转变之后，该单位电荷最终到达负载18。初始电荷从源16到达负载18需要两次完全的时钟周期(即，四种连贯的状态)。

在通常情况下，随着级联倍增器的转换增益的增加，泵电容器的数量也增加。结果，单位电荷从源16到达负载18需要更长的时间，这是因为该单位电荷需要在更多泵电容器之间往返。在电荷转移路径中的时钟周期的数量为M-2，其中，M等于转换增益。在本示例中，M等于四；因此，时钟周期的数量为二

图6至图7图示了栅极驱动电路的两种替代设计。这两种替代设计都可以用于高压栅极驱动器电路35和低压栅极驱动器电路34。然而，如在下面的说明书中将清楚的，在图6中的栅极驱动器更适合低压栅极驱动器34，而在图7中的栅极驱动器更适合高压栅极驱动器35。

如图6所示，递变栅极驱动器的特征是输入端子IN、输出端子OUT、和电源端子VDD、VSS。输入端子IN通过第一逆变器、第二逆变器、第三逆变器和第四逆变器(按照该顺序)与输出端子OUT耦合。这四个逆变器包括高侧PMOS晶体管MP1-MP4和低侧NMOS晶体管MN1-MN4。由于在电子和空穴迁移率方面存在差异，PMOS晶体管MP1-MP4中的每一个的大小通常设计为大于它们对应的NMOS晶体管MN1-MN4。

从输入端子IN开始，每个后续的逆变器比前一个逆变器大k倍。例如，如果k等于5并且第一逆变器的宽度为一微米，那么第二逆变器、第三逆变器和第四逆变器的宽度分别为五微米、二十五微米和一百二十五微米。通过递变逆变器，与输入端子IN耦合的小逻辑门能够驱动耦合至输出端子OUT的大功率晶体管。

递变栅极驱动器的最大供给电压等于或者小于晶体管的击穿电压。因此，递变栅极驱动器对于级联倍增器电路30中的低压栅极驱动器电路34是一个很好的选择。遗憾的是，由于在图3至图5中的高压栅极驱动器电路35的较高电压要求，所以递变栅极驱动器电路要求具有二倍该击穿电压的晶体管。

在不需要较高电压晶体管的情况下增加供给电压的一种替代方法是使用级联栅极驱动器。如图7所示，级联栅极驱动器包括输入端子IN、输出端子OUT、和电源端子VDD、VSS。级联栅极驱动器的特征是输出级，该输出级包括第一高侧晶体管和第二高侧晶体管MP5、MP6以及第一低侧晶体管和第二低侧晶体管MN5、MN6。输出级需要另外的支持电路系统，诸如，电平移位器、两个栅极驱动器、延迟块和稳压器，其全部可以使用具有与输出级中的晶体管的击穿电压相同的击穿电压的晶体管来设计。

在级联栅极驱动器的正常操作期间，当低侧晶体管MN5、MN6被去激活时高侧晶体管MP5、MP6被激活，反之亦然。因此，级联栅极驱动器可以支持二倍该供给电压，这是因为跨电源端子VDD、VSS的差分电压始终被两个被去激活的晶体管支持。在通常情况下，可以级联更大数量的晶体管，以进一步增加供给电压。例如，如果输出级包括三个高侧晶体管和三个低侧晶体管，那么最大供给电压将是三倍，等等。遗憾的是，随着级联晶体管的数量的增加，支持电路系统的复杂性也增加。

3.双相级联倍增器

在通常情况下，单相级联倍增器可以被转换为以在时间上被迁移的多重的电荷转移路径为特征的多相级联倍增器。如图8所示，双相级联倍增器电路40可以通过将单相级联倍增器电路30的两个副本并联放置来构成。每个副本称为一个相位(避免与状态混淆)，因此，级联倍增器电路30的特征是第一相位和第二相位。第一相位包括电容器C1A-C3A、晶体管M0A-M5A、和相电压VP1、VP2，而第二相位包括电容器C1B-C3B、晶体管M0B-M5B、和相电压VP3、VP4。晶体管M0A-M5A中的每一个具有对应的栅极驱动器电路34，该栅极驱动器电路34接收具有以“A”或者“B”开头的标签的驱动信号。第一相位包括驱动信号A0a-B2a，而第二相位包括驱动信号A0b-B2b。

第一相位和第二相位的控制信号迁移一百八十度。这可以通过交换在这两种相位中的一种相位中的“A”和“B”信号并且然后使对应的相电压反相来实现。例如，在正常操作中，当相电压VP2、VP4为低时，相电压VP1、VP3为高，反之亦然。此外，第一相位中的电压跟随器接收偏置电压V1a-V4a，而第二相位中的电压跟随器接收偏置电压V1b-V4b。如在上文的单相实施例中的，控制电路(未在图8中示出)可以发生驱动信号A0a-B2b和偏置电压V1a-V4b。

另外，通过使源16和负载18交换位置，可以将降压功率转换器转换为升压转换器，反之亦然。因此，级联倍增器电路40是降压功率转换器，而不是图3中的升压功率转换器。

双相结构相较于单相结构具有多种益处。最明显的益处是，始终具有在源1和负载18之间的电荷转移路径，无论操作状态为何(第一种或者第二种)。不太明显的益处是，一个相位可以把来自另一个相位的能量导出至功率电路系统，反之亦然。此外，该技术允许级联倍增器电路40仅仅使用低压栅极驱动器电路34。

由于双相转换器实质上是并联操作的两个单相转换器，所以级联倍增器电路40如参照图3-5所描述的操作。假设输入电压VI为二十伏特，参照示出了一种操作状态的图9，可以理解所得到的对栅极驱动电路供电的电压电平。另一种操作状态未示出，这是因为其简单地是图9所示状态的镜像。

在级联倍增器电路40中，晶体管M0A-M3B导出来自相反的相位的功率，而晶体管M4A-M5B导出来自输入电压VI的功率。从并联的电荷转移路径(即，相反的相位)对栅极驱动器供电导致每个相位少了一个电压跟随器，并且该电压跟随器不消耗功率。这是因为，晶体管M0A、M2A、M5A、M0B、M2B、M5B被去激活，同时跨它们的对应的电压跟随器正在被下降。因为更高效率的电压跟随器以及缺乏高压栅极驱动器电路35，所以，在双相设计中，驱动栅极所需的能量小于单相设计。

如在图3的单相结构中的，进入级联倍增器电路40中的初始电荷到达负载18耗费两个完全的时钟周期。然而，在双相结构中，在源16与负载18之间存在两个电荷转移路径，而不是如在单相结构中只有一个电荷转移路径。此外，这两个分别的电荷转移路径被相对于彼此在时间上迁移。

例如，来自源16的第一单位电荷在级联倍增器电路40的输入部处进入第一电荷转移路径。在每次状态转变期间，第一单位电荷在电容器C3B、C2B、C1B(按照该顺序)的正端子之间跳跃，从而在四次状态转变之后被传送到负载18。相似地，在第二电荷转移路径中，第二单位电荷离开源16，并且然后前进到在每次状态转变期间在电容器C3B、C2B、C1B的正端子之间跳跃。在第四次状态转变之后，第二单位电荷被传送到负载18。通过迁移第一和第二电荷转移路径一百八十度异相，在源16与负载18之间总是存在电荷路径。

应当意识到，上述双相级联倍增器电路40是许多不同实施方式中的一种。图10图示了任选的双相级联倍增器电路50，该双相级联倍增器电路50是通过移除在级联倍增器电路40中的级联切换器M2A、M4A、M2B、M4B来形成的，从而减少控制复杂性并且可能提高鲁棒性。遗憾的是，因为没有这些级联切换器，所有内部切换器M1A、M3A、M1B、M3B需要支持二倍该输出电压VO及其对应的栅极驱动器35。

另外，级联倍增器电路50中的泵电容器C3A、C3B被与它们的对应的泵电容器C1A、C1B串联地泵送，与被并联地泵送相比，如在级联倍增器电路40中的。该串联布置减小了跨泵电容器C3A、C3B的电压。例如，如果输出电压VO为五伏特，那么，相较于在图8中的十五伏特，在图10中跨泵电容器C3A、C3B的电压为十伏特。由于级联倍增器电路40、50之间的相似性，所以级联倍增器电路50如结合图10所描述的一样操作。

4.相位发生

除了栅极驱动信号的高效率的发生之后，也可以使用电容器电压来高效率地驱动驱动电容器的相位信号。在图11至图12中示出了相移发生器110的两个示例，适合与图10中示出的双相级联倍增器电路50一起使用。

图11图示了接收输出电压VO并且产生第一相电压、第二相电压、第三相电压和第四相电压VP1-VP4的相移发生器110。第一相电压和第二相电压VP1、VP2与级联倍增器电路50的第一相位对应，而第三相电压和第四相电压VP3、VP4与级联倍增器电路50的第二相位对应。

相移发生器110的特征是四个晶体管配对，其中，每个晶体管配对发生相电压VP1-VP4中的一个。第一对晶体管MH1、ML1发生第一相电压VP1；第二对晶体管MH2、ML2发生第二相电压VP2；第三对晶体管MH3、ML3发生第三相电压VP3；并且第四对晶体管MH4、ML4发生第四相电压VP4。在每个晶体管配对中，高侧晶体管(例如，MH1)是PMOS器件，而低侧晶体管(例如，ML1)是NMOS器件。

分别的栅极驱动器电路控制相移发生器110中的每个晶体管，从而允许每个晶体管配对的三态操作。输出电压VO对每个栅极驱动器电路供电。栅极驱动器电路可以通过使用多种电路拓扑来实施，诸如，在图6中图示的递变栅极驱动器。每个栅极驱动器电路接收具有以“A”或者“B”开头的标签的驱动信号。驱动信号AL1、BL1、AL2、BL2分别控制低侧晶体管ML1、ML2、ML3、ML4，而驱动信号BH1、AH1、BH2、AH2分别控制高侧晶体管MH1、MH2、MH3、MH4。

在正常操作中，相移发生器110以特定频率在第一状态与第二状态之间循环。在第一状态期间，接收“B”信号的栅极驱动器电路激活它们对应的晶体管，并且接收“A”信号的栅极驱动器电路去激活它们对应的晶体管。结果，第一相电压和第三相电压VP1、VP3等于输出电压VO，而第二相电压和第四相电压VP2、VP4等于零伏特。

相反，在第二状态期间，接收“B”信号的栅极驱动器电路去激活它们对应的晶体管，并且接收“A”信号的栅极驱动器电路激活它们对应的晶体管。结果，第一相电压和第三相电压VP1、VP3等于零伏特，而第二相电压和第四相电压VP2、VP4等于输出电压VO。

图12图示了接收输出电压VO并且产生第一相电压、第二相电压、第三相电压和第四相电压VP1-VP4的任选的相移发生器110。在双相设计中，第一相电压和第三相电压VP1、VP3同相；并且第二相电压和第四相电压VP2、VP4异相。结果，如图12所示，第一相电压和第三相电压VP1、VP3可以被共同地短路，并且第二相电压和第四相电压VP2、VP4可以被共同地短路。

另外，高侧晶体管MH1、MH2可以利用NMOS晶体管，代替如图11中的PMOS晶体管。在NMOS晶体管中的较高电子迁移率允许使用较小的高侧晶体管MH1、MH2，从而减少激活所需的能量。因为NMOS晶体管要求比它们的源极高的栅极电压以激活，所以高侧晶体管MH1、MH2导出来自在相移发生器110正在驱动的级联倍增器内的泵电容器的这种升压电压。

例如，如果相移发生器110耦合至级联倍增器电路50，那么高侧晶体管MH1的栅极驱动器耦合至来自相位1的泵电容器C1A的正端子。相反，高侧晶体管MH2的栅极驱动器耦合至来自相位2的泵电容器C1B的正端子。因此，每个栅极驱动器及其对应的高侧晶体管由来自分别的并联电荷转移路径的泵电容器供电。

因为图11-12中的相移发生器110的相似性，所以图12中的相移发生器110的操作如结合图11所描述的一样操作。区别主要在于短路的相电压和升压的高侧晶体管MH1、MH2。

5.替代形式

对于所讨论的开关电容功率转换器设计的多种替代形式利用在这些设计中体现的途径。例如，在图13中图示的转换器是双相串联-并联开关电容器电路60，其包括某些被同一个电荷转移路径或并联的电荷转移路径中的电容器供能的栅极驱动器。

开关电容器电路60包括一对相位。第一相位包括电容器C1C-C3C、奇数晶体管M1C-M7C、和偶数晶体管M2C-M12C。相似地，第二相位包括电容器C1D-C3D、奇数晶体管M1D-M7D、和偶数晶体管M2D-M12D。所有的经过相应的栅极驱动器与具有“A”前缀的信号耦合的晶体管被同时地激活和去激活；所有的经过相应的栅极驱动器与具有“B”前缀的信号耦合的晶体管也被同时地激活和去激活。

开关电容器电路60通过以特定频率在第一状态与第二状态之间循环来产生是四倍低于输入电压VI的输出电压VO。在第一状态期间，激活第一相位奇数晶体管M1C-M7C和第二相位偶数晶体管M2D-M12D，而去激活第一相位偶数晶体管M2C-M12C和第二相位奇数晶体管M1D-M7D。这种切换器激活模式使第二相位电容器C1D-C3D与负载18并联，并且将第一相位电容器C1C-C3C串联布置在源16与负载18之间。

相反，在第二状态期间，去激活第一相位奇数晶体管M1C-M7C和第二相位偶数晶体管M2D-M12D，而激活第一相位偶数晶体管M2C-M12C和第二相位奇数晶体管M1D-M7D。这种切换器激活模式使第一相位电容器C1C-C3C与负载18并联，并且将第二相位电容器C1D-C3D串联布置在源16与负载18之间。

与双相级联倍增器电路40或者50都不一样，在开关电容器电路60的单一的相位内，栅极驱动器导出它们的来自两个相位二者中的电容器的功率。例如，用于对应的晶体管M1C、M3C、M5C的栅极驱动器分别由电容器C1C、C2C、C3C供电，而用于对应的晶体管M4C、M8C、M12C的栅极驱动器由电容器C1D供电。

此外，跨串联-并联开关电容功率转换器中的晶体管的电压应力相较于级联倍增器可以极高。假设输入电压VI等于二十伏特，那么跨晶体管M12C、M12D的最大电压为十五伏特。在本实施方案中，栅极源极电压总是为五伏特，并且用于顶部PMOS晶体管的栅极驱动器要求被使用电压V1c-V2d偏置的两个串联的电压跟随器。

虽然在单相转换器和双相转换器的背景下进行了描述，但是应该理解，可以使用其他多相转换器配置。例如，可以通过把级联倍增器电路40的两个副本并联地放置并且把它们的分别的时钟迁移九十度构建四相级联倍增器。加入偶数数量的相位是直接的，因为每个后续的相位的配对可以被隔离地运行。

然而，如果开关电容功率转换器包括奇数数量的相位，从不同的并联电荷转移路径中的电容器给栅极驱动器供电会更困难一点。在这种情况下，相较于在偶数数量的相位情况下的单个并联电荷转移路径，每个栅极驱动器从多个并联电荷转移路径中的电容器汲取功率。

在通常情况下，开关电容转换器的特征是切换器和电容器的大的数量。必要地，至少一些切换器是浮置的，这意味着，切换器端子不附接至恒定电位。应当意识到，具有至少一个浮置切换器的开关电容转换器可以通过从同一个电荷转移路径或者并联的电荷转移路径导出功率而受益。这样的开关电容转换器的示例包括级联倍增器、串联-并联、并联-串联、斐波那契和倍压器拓扑。

6.实施方式

本文图示的开关电容功率转换器和相关联的栅极驱动器可以全部集成在一个或者多个半导体衬底上。如果所有的晶体管被集成在一个单一的衬底上并且晶体管中的任何是浮置的，那么晶体管必须被与衬底隔离。例如，在CMOS工艺中，NMOS晶体管典型地在p型衬底中形成。这些器件可以仅在NMOS晶体管的块体与衬底隔离时浮置。如果情况并非如此，那么一种替代可能性将是使用多个半导体衬底。

在开关电容功率转换器中的电容器可以是集成的、分立的或者其组合。分立的电容器典型地是多层陶瓷电容器，而集成式电容器典型地是平面或者沟槽式电容器。如果电容器是集成的，那么电容器可以被集成在与它们的切换器同一个晶片上，或者它们可以被集成在另外的晶片上，或者上述的组合。此外，如果电容器和切换器在不同的晶片上，那么存在多种附接方法，其中一些附接方法消除了对总体转换器的引脚计数限制。

当开关电容功率转换器使用集成式电容器或者分立的电容器时，改变泵电容器的用途的能力是有益的。如果使用分立的电容器，那么每个电容器使用至少一个引脚。加入额外的用于栅极驱动器电路系统的引脚是非常麻烦的，因为在集成电路上的引脚对于给定的模片区具有有限的供应。另一方面，集成电容器不会耗费引脚计数，但是它们很贵并且每单位面积具有低电容，所以限制它们的使用是有价值的。

通常，控制器产生用于激活和去激活在开关电容功率转换器内的切换器的控制信号。例如，在上文描述的实施方案的大多数中，控制器可以已经发生标有“A”或者“B”前缀的驱动信号。通过控制分别的切换器的导通和断开时间，控制器可以提供许多功能。一些这样的功能包括：调节输出电压的能力，在故障条件的情况下停机功率转换器的能力，以及改变可切换的电容器网络的增益的能力。

本文已经描述了开关电容功率转换器的各种特征、方面和实施方案。所描述的特征、方面和多个实施方案易于彼此组合，还易于变化和修改，如本领域的技术人员将理解的。因此，本公开应认为是囊括这样的组合、变化和修改。另外，本文已经采用的术语和表达用于说明，而非限制。在这样的术语和表达的使用中不具有排除所示出和描述的特征(或其的部分)的任何等效物的意图，并且意识到，各种修改是可能的，在权利要求的范围内。其他修改、变化和替代形式也是可能的。因此，权利要求书旨在涵盖所有这样的等效物。

将理解，前述说明旨在例证而非限制本发明的范围，本发明的范围由随附权利要求的范围限定。其他实施方案在以下权利要求的范围内。