用于极低频的功率测量的具有两个检测器元件的功率计

摘要

本发明涉及用于极低频的功率测量的具有两个检测器元件的功率计，尤其涉及具有两条路径或多路径的检测器的功率计，该功率计包括至少两个检测器元件(V1，V2)。每一个检测器元件(V1，V2)生成输出电压(u1，u2)。为了检测交变电输入信号(7)的电功率，所述检测器元件(V1，V2)的输出电压(u1，u2)的总和(u1+u2)和输出电压(u1，u2)的差值(u1-u2)彼此分开地形成。

说明书

技术领域

本发明涉及DC电压的功率计的频率范围的扩展，以分别测量高频或微波信 号的功率。

背景技术

在功率计内，例如使用功率检测器。来源于施加的交变信号的测量值(测 量信号)从由吸收引起的热或通过对信号电压进行平方并随后对其平均来获得。 通常来说，测量信号为电压或电流；然而，原理上，它还可以为任何其它的物 理参数。

在基于二极管的功率传感器的情况下，信号电压的平方基于二极管的非线 性特性来实现，例如参见公开的专利申请DE19913338A1，在低电平的情况下， 这提供了输出电压对输入功率的线性相关。一方面，检测器元件应当包括好的 动态行为，其通过相对小的时间常数τ来实现。在该情况下，时间常数为二极 管的零点电阻R0和检测器元件的充电电容器的电容C的乘积。另一方面，该检 测器元件应当提供低的下截止频率，以检测甚至非常低频的输入信号。该截止 频率还由零点电阻R0与充电电容器的电容形成。由于这一联系，小的时间常数 τ实现了高的截止频率，反之亦然。例如，对于在10纳秒至1微秒之间的时间 常数τ，检测器元件的截止频率设置在10兆赫至500兆赫。利用低于截止频率 的频率，发生渐增地负测量偏差，或者，分别在其校正的情况下，灵敏度损失 在DC电压的情况下为100％。因此检测器元件具有高通行为，这使得不可能检 测低频信号的电功率。

为了进行信号的功率测量，如在EMV应用的情况下所频繁需要的，该信号 具有从9千赫兹起的频率，在从500微秒起的范围内的非常大的时间常数τ必 须加以考虑。利用这种大的时间常数τ，由于300赫兹的非常低的视频带宽而 不能测量包络功率的时间变化。在测量平均功率值的情况下，在相对大的功率 变化或测量路径的过度驱动之后，必须等待相对长的等待时间。这不利地导致 了测量时间的延长。

发明内容

因此，本发明的目的是提供一种功率计，一方面，该功率计实现了非常好 的动态性能，从而可以对剧烈或分别迅速地改变输入信号的包络功率做出反应， 而无需测量时间的长时间的延长，另一方面，实现了低的下截止频率，以检测 低频信号的功率。

该目的是通过根据权利要求1的功率计来实现的。在从属于权利要求1的 权利要求中描述了有利的实施方式。此外，该目的通过根据权利要求15的功率 计来实现。

根据本发明，提供了一种具有多路径检测器(尤其是双路径检测器)的功 率计，该功率计包括至少两个检测器元件。每一个检测器元件可以生成输出电 压。为了计算交变电输入信号的电功率，检测器元件的输出电压的总和与差值 在功率计中彼此分开地形成。检测器元件的输出电压的共模分量通过形成总和 来检测；差模分量通过形成差来检测。在该情况下，差模分量基本上在高于检 测器元件的截止频率的频率下来检测，而共模分量基本上在低于截止频率的频 率(低至DC输入信号)下来检测。

例如，具有格雷茨电路(Graetzcircuit)或交变桥式整流器或在多路径检测 器的情况下的检测器元件的其它配置没有被排除在本发明的构想之外。

因此，本发明实现的目的在于，在以高通方式确定的低截止频率的情况下 检测器元件提供有小的电气时间常数，测量偏差通过时间上并行运行的共模分 量的交变电压测量来补偿。在该情况下，根据本发明利用了高频检测器元件的 具体特性。该特性事实上包括：在功率检测器的输出信号上叠加的共模分量的 大小恰好使得其功率精确地对应于检测器元件的测量结果中的功率不足。

功率检测器的输出信号包含由低通滤波器抑制的频率分量。去除了这些分 量的输出信号对应于包络功率，该包络功率是在高频信号的一个周期上的功率。 包络功率与信号电压的包络的平方成比例。

根据本发明的基本的测量原理独立于施加到功率计的信号频率的电平来应 用，也就是，也应用在低于或高于检测器的截止频率的任意距离处。因此实现 了从低频测量过程到高频测量过程的浮动转换(floatingtransition)。

对于大频率(相较于截止频率)，充电电容器中的电压是反相的。在该情况 下，差模分量为用于输入端的功率的测量。

对于低频率(相较于截止频率)，在两个充电电容器中，输入电压设置有同 相。共模分量为用于功率的测量。

在截止频率的范围内的频率下，共模分量和差模分量均与输入端的功率相 关。

待校正的功率不足可以以通过将输出信号中的共模分量进行平方的简单的 方式获得。为此，输出信号在各个充电电容器处拾取。由于电容器在相对高频 下的可忽略的阻抗，因而校正仅仅在相对低频下是必须的，从而未预期到对噪 声、低功率测量阈值和精确度的限制。

为了计算来自交变电输入信号的电功率，提供了数字计算单元。优选地， 该数字计算单元包括结合单元，其中该结合单元将共模分量和差模分量组合， 以获得电功率。该组合允许补偿低频下在功率检测器中发生的误差。

优选地，该数字计算单元包括平方单元，其中该平方单元连接在结合单元 的上游。通过该平方单元的平方独立于通过检测器元件的交变信号的平方。功 率分量中的共模分量在平方单元中被转换，并在与功率成比例的差模分量组合 的情况下，由于检测器元件而发生的功率不足得以补偿。

在优选的实施方式中，所述数字计算单元包括功率值单元。所述功率值单 元连接在所述结合单元的上游。利用功率值单元，功率与在检测器元件的输出 端检测为电压的测量信号之间的比例以数字校正的方式联系。

优选地，所述数字计算单元包括积分器，其中所述积分器连接在所述结合 单元的下游。平均值可以通过对积分器上游存在的包络功率进行积分来形成。 重要的平均值为在足够长的周期内形成的浮动平均值，并且这被指定为平均功 率值。积分器单元还具有从共模分量的瞬时功率确定这一分量的包络功率的任 务。

为了从测量信号确定信号功率的绝对电平，通常需要比例因子。在理想的 情况下，该因子独立于交变信号的频率和环境温度。优选地，比例单元因此连 接在积分器的下游。

在一个优选的实施方式中，共模分量经由第一信号路径传输至结合单元。 此外，差模分量经由不同于第一信号路径的第二信号路径传输至结合单元。从 而，通过模拟电路布置形成总和与差值发生在数字化的上游，使得数字计算单 元中的计算量显著地减小，特别是，可以避免通过模数转换器的高频采样。从 而降低了对数字计算单元的要求。

优选地，所述数字计算单元包括第一模数转换器，所述第一模数转换器将 经由所述第一信号路径传输的共模分量数字化。此外，所述数字计算单元包括 第二模数转换器，所述第二模数转换器将经由所述第二信号路径传输的差模分 量数字化。将共模分量和差模分量分开数字化允许两个值在数字计算单元中的 简单组合。

在优选的实施方式中，在第二信号路径中布置有差分放大器，所述差分放 大器将差模分量作为输出电压进行传输。此外，在第一信号路径中布置有差分 放大器，差分放大器将共模分量作为输出电压进行传输。特别是，差分放大器 由运算放大器形成，使得该总和与差值可以以非常简单的方式确定。

在第一信号路径和第二信号路径中，放大器有利地被引入到检测器元件与 数字计算单元之间，以将功率检测器与计算单元解耦合。

在可替选的实施方式中，数字计算单元包括第一模数转换器和第二模数转 换器，其中，共模分量通过第一模数转换器的输出信号和第二模数转换器的输 出信号的相加而生成。因此，共模分量的形成通过简单的数字运算发生在数字 平面上。

在另一个优选的实施方式中，差模分量通过第一模数转换器的输出信号和 第二模数转换器的输出信号的相减而生成。

此外，根据本发明提供了一种包括至少两个检测器元件的功率计。每一个 检测器元件包括充电电容器并生成输出电压。为了计算交变电输入信号的电功 率，充电电容器的电容根据交变电输入信号的频率改变(例如通过连接另外的 电容器)。

根据本发明的这一实施方式具有的优点在于：通过充电电容器的频变 (frequency-dependent)的实施方式，检测器元件的截止频率被移动，以检测低 频功率。

下面，通过示例性实施方式基础上的示例更详细地解释了本发明。在该上 下文中，各种元件可以以过简单的方式存在。相同的附图标记指代本发明的相 同的器件。

附图说明

图中显示：

图1为根据现有技术的理想功率计的功能电路图；

图2为根据现有技术的功率计的简化的电路框图；

图3为根据本发明的功率计的第一示例性实施方式的电路原理图；

图4为检测器元件的等效电路图和两个相量图；

图5为图3中示出的功率计的第一示例性实施方式的详细的电路框图；

图6为根据本发明的图5的功率计的可替选的实施方式；

图7为根据本发明的图5和图6的功率计的可替选的实施方式；

图8a为根据本发明的图7的功率计的可替选的实施方式；

图8b为模拟平方单元的示例性实施方式；

图9为根据本发明的图7和图8的功率计的可替选的实施方式；

图10为根据本发明的图7至图9的功率计的可替选的实施方式；

图11为根据本发明的功率计的第二示例性实施方式。

具体实施方式

图1示出了根据申请人的实验室中的当前内部状态的理想功率传感器的简 化后的功能电路图。理想功率计吸收并测量作为整体供给到测量输入端的功率 p。供给的功率p为所有的局部信号的功率总和，也就是，例如分别来自输入信 号的所有谱线的测量信号7(它的谐波和叠加宽带噪声)的总和。

测量信号7通常为电压u或电流i或波(如高频技术和微波技术中常规的)。 在功率计1中，功率检测器2用来检测供给的功率p。用于检测电功率p的所有 测量原理在数学上可以通过施加的交变信号7的平方3来表示。平方单元3的 输出信号为与交变信号7的瞬时电功率成比例的值并包含各个频率分量。对于 电功率的计算，在施加的交变信号7的双倍信号频率以及频率混合的两种频率 的总和的情况下，不需要更高的频率分量。它们包含冗余信息，并因此通过低 通滤波器4来抑制。功率检测器2的去除了这些分量的输出信号对应于包络功 率8。包络功率8为在高频信号7的一个周期上的功率p。包络功率8与施加的 信号电压或各个信号电流7的包络的平方成比例。

对于许多应用来说比包络功率8更显著的平均值8a、平均值8b可以由积分 器5通过包络功率8的积分形成。最常规的平均值为由足够长时间常数τ形成 的平均功率值8。在具有明显的时间结构的信号7(例如突发信号或时分多路信 号，简称为TDMA信号)的情况下，在信号同步端口处的功率测量是优选的。 为了从施加的测量信号7确定信号功率8b的绝对电平，通常需要考虑了功率检 测器2的灵敏度的比例因子K。为此，在根据图1的图像中提供了比例单元6。

图2示出了根据申请人的实验室中的先前内部状态下的功率计的简化后的 电路框图。在该情况下，在吸收并精确地功率评估高频测量值7中，通过高频 功率检测器2提供了关键作用。因此，低通滤波器4从测量值过滤频率分量， 该频率分量传输对于待检测的电功率p多余的功率幅值。再次，可以在低通滤 波器4的输出端拾取施加的交变信号值7的包络功率8。

为了计算平均功率值8a，根据图2提供数字信号处理。最初，用数字信号 处理通过模数转换器(analog-digitalconverter，简称为ADC)11实施包络功率 信号8的模数转换。在ADC11的输出端提供功率值单元12。

在该情况下，图2显示了简化后的功率计。特别是，没有显示可替选的测 量路径、触发控制、斩波单元(choppingunit)和获取控制二重采样(acquisition- controlleddoublesampling，简称为ACDS)。

图3示出了本发明的第一示例性实施方式。由检测器二极管V₁、检测器二 极管V₂和充电电容器C_L1、充电电容器C_L2形成的检测器元件示出了对于低电平 (例如小于-20dBm)，差分输出电压对于输入信号的功率的线性相关。这意味着 输出电压与高频输入幅度的平方成比例。如图1和图2所示，功率检测器2从 而对应于平方单元3和低通滤波器4。该功率检测器2从输入信号7生成两个调 制或未调制的输出电压u₁和u₂。一方面，所检测的电压u₁和u₂在功率计1中求 和，另一方面，它们还相减。电压u₁和u₂的总和∑(共模分量)与电压u₁和 u₂的差值Δ(差模分量)形成用于待检测的电功率p的基础，这是因为现在观察 到了功率检测器2中的可检测的电压u₁、电压u₂的共模分量和差模分量。为了 将功率检测器2与其它上游电路模块解耦合，在示例性实施方式中提供了耦合 电容器C_k，该耦合电容器C_k也可以省略。

高频信号在检测器中整流并映射到差模分量上。在检测器的输入端的低频 电压在输出端再次出现为共模分量。通过在功率计算中考虑了共模分量，故实 现了尤其在低频的测量值7的情况下发生的测量误差的补偿，从而获得实际功 率p(例如施加的输入信号7的包络功率8、平均功率值8a等)。

参照图4更详细地解释数学背景。该背景在此处通过施加的电压u解释。

图4示出了两个检测器元件中的一个检测器元件V₁，其包括检测器二极管 和充电电容器C_L1的串联电路。在该情况下，输入电压u_e由二极管电压u_v和充 电电容器电压u_cl1一起的向量总和组成。未示出由整流产生的电压分量(尤其是 双倍信号频率的DC电压分量和AC电压分量)。由于作为检测器元件V₁的整流 二极管在其特性的二次区域中作用几乎近似于线性电阻器R0，因而根据图4的 两个相量图应用。检测器时间常数τ等于二极管的零点电阻R0和充电电容器 C_L1的电容的乘积。

图4的上相量图适用于高频输入电压u_e，其中此处检测器二极管中的压降 u_v明显地大于例如在下相量图中的检测器二极管中的压降。因此，对于相对于 交变高通滤波器的截止频率的高频，忽略在电容器C_L1处下降的AC电压分量导 致非常小的误差。

此外，图4中的下相量图适用于其频率设置在交变高通滤波器的截止频率 的区域内的输入电压u_e，充电电容器C_L1中的整个输入电压u_e在交变高通滤波 器处由于充电电容器C_L1的现在剧烈下降的阻抗值Xc而不再下降。忽略该电压 分量u_v会导致相当大的测量误差但是根据本发明得以避免。

根据本发明，为了这一目的利用了下面的数学关系。不管输入电压u_e的频 率f多大，u_v和u₁的向量总和总是u_e。因此对于两个相量图，毕达哥拉斯定理 (Pythagoras’theorem)由于u_c(或者各自的u₁)相对于u_v的正交性而适用于输 入电压u_e：

|u_e|²＝|u_CL|²+|u_v|²

关于参考阻抗Z₀，因此下面的公式适用于功率p：

$p=\frac{|u_e{|}^2}{Z_0}=\frac{|u_C{|}^2}{Z_0}+\frac{|u_v{|}^2}{Z_0}$

其中，根据目前的现有技术，忽略压降并且在充电电容器C_L1中，采用以下 公式作为用于施加的输入电压u_e的平均功率值：

$p\approx \frac{|u_v{|}^2}{Z_0}\widehat{=}\overline{u_1}$

对于非常高频的测量值7，通过与二极管V₁、二极管V₂的线性等效电阻R0 相比，功率检测器2的充电电容器C_L1、充电电容器C_L2的阻抗X_c非常小，使得 在这种情况下忽略功率检测器2的电压u₁、电压u₂的这一AC电压分量会引起 可忽略的误差。根据现有技术，已经假定，对于高频测量值7，在充电电容器 C_L1、充电电容器C_L2中拾取的差分电压对应于输入功率。

然而，对于非常低频的测量值7，几乎整个输入电压u_e同相地存在于充电电 容器C_L1、充电电容器C_L2中。因此，对于功率计算不允许忽略共模分量。

因此根据本发明，共模分量通过电压u₁、电压u₂的求和得以确定，并且差 模分量通过电压u₁、电压u₂的差值形成得以确定并被考虑用于功率计1中的功 率计算中。

下面图5至图11示出了根据本发明的如图3中示出的功率计1的可替选实 施方式，用于形成总和u₁+u₂以及差值u₁-u₂。在单个附图的描述中，仅提及不同 之处。

图5更详细地示出了图3中图示的框图，其用于根据本发明的功率计1的 第一实施方式。根据图5，输入信号7首先施加到图3中已经示出的功率检测器 2，其中根据本发明，功率检测器2的信号电压u₁、信号电压u₂用于分开且并行 实施的总和的形成u₁+u₂以及差值的形成u₁-u₂。

根据图5，首先在第一信号路径15中实施功率检测器2的信号电压u₁的放 大或衰减以及数字化。对此并行且分开的，在第二信号路径16中实施功率检测 器2的信号电压u₂的放大或衰减以及数字化。为此在每一种情况下，在第一信 号路径15和第二信号路径16中提供了放大器14和抗混叠滤波器(anti-aliasing filter)19。特别是，放大器14、放大器14’表现为阻抗转换器，以通过下游连接 的数字计算单元13排除功率检测器2的阻抗负载和产生的信号u₁、信号u₂的失 真。

现在数字计算单元13形成了供给信号u₁和供给信号u₂的总和u₁+u₂以及还 有差值u₁-u₂。为此，为每一条信号路径15、16提供模数转换器11，以将电压 值u₁、电压值u₂数字化。

现在第一模数转换器11的输出端加到第二模数转换器11’的输出端上并在 功率计12的求和路径18上供给到平方单元3’。因此，沿着求和路径18引导电 压u₁和电压u₂的共模分量。通过电压u₁和电压u₂的总和u₁+u₂的形成，在功率 检测器2处下降的电压的共模分量在充电电容器C_L1、充电电容器C_L2的阻抗Xc 中也被考虑用于功率计算。

在平方单元3’中该共模分量转换成功率值。平方单元3’不同于图1或图2 中的平方单元3’并分别不同于通过检测器元件V₁、检测器元件V₂的平方。产生 的功率值p的数值校正通过在平方单元3’中将产生的功率值除以参考阻抗Z₀来 实施，并且此外，还通过校正单元21来实施，校正单元21通过校正因子1/2将求 和路径18中的共模分量匹配到差值信号u₁-u₂。

在并行且分开的第二信号路径16中，模数转换器11的输出信号加到模数 转换器11’的负输出信号(negatedoutputsignal)，这等效于这两个电压u₁和u₂的减法。通过电压u₁和u₂的差值的形成，输出电压u₁、输出电压u₂的差模分量 也可以并行于共模分量来确定。差模分量经由减法路径19供给到功率值单元12。 在该校正的框架内，等效输入功率P被分配给电压值U，其中环境温度的影响、 载波频率以及输入功率相对于检测器元件V₁、检测器元件V₂的线性传输特性的 电平得以校正。

求和路径18的功率分量与减法路径19的功率分量通过结合单元17组合。 以这种方式，尤其在低频的情况下，补偿了在确定电测量值7的功率8a中检测 器元件的V₁、检测器元件V₂的功率不足。

积分器5连接在结合单元17的下游，以获得平均功率值8a。在经典功率计 中需要积分器5，以仅仅减小噪声带宽并用于平均值的形成，根据本发明，积分 器5还用来从所获得的功率结果中去除双倍频率的测量值7的信号分量。

考虑了功率检测器2的灵敏度的比例单元6连接在积分器5的下游。在理 想的情况下，比例因子K独立于频率和环境温度。

原理上，根据图5，在两条分开并相互完全对称的信号路径15、信号路径 16中将检测器元件V₁、检测器元件V₂的电压u₁、电压u₂放大并数字化。在数 字计算单元13(尤其是数字信号处理器(digitalsignalprocessor，DSP))中，共 模分量和差模分量通过加法和减法分别形成，并且对共模分量进行平方。

图6示出了根据本发明的图5的第一实施方式的功率计1的可替选实施方 式。通过与图5的不同，图6中的比例单元6连接在结合单元17的上游。这具 有的优点是，可以单独地确定并使用用于两条信号路径的校正因子。在这种情 况下，各个比例因子K也可以不同，使得利用比例因子K1的比例缩放可以连 接在平方单元3’的下游，且利用比例因子K2的比例缩放可以连接在功率值单元 12的下游。

图7示出了根据本发明的图5或图6的功率计1的可替选的示例性实施方 式。通过与图5或图6对比，在模拟电路中并且尤其在通过数字计算单元13来 数字化的上游实施电压u₁、电压u₂的总和的形成u₁+u₂、以及电压u₁、电压u₂的差值的形成u₁-u₂。总和u₁+u₂和差值u₁-u₂在分开的信号路径15、信号路径16 上被传输至数字计算单元13。

如图7中所示，提供了第一差分放大器10和第二差分放大器10’。第二差 分放大器10’包括的放大率2·V为第一差分放大器10的放大率的双倍。第二差 分放大器10’形成电压u₁、电压u₂的差值u₁-u₂，并经由第二信号路径16将这些 信号传输至第二模数转换器11’。

第一差分放大器10在第一信号路径15中形成功率检测器2的输出u₁、输 出u₂的总和，并将这些信号传输至数字计算单元13的第一模数转换器11。为 此，差分放大器10’的负输入将经由电压分配器(2V-1)·R施加的电压V·(u₁-u₂) 供给到差分放大器10的输出的R，使得总和电压V·(u₁+u₂)在通过双倍放大 2·V放大的第二差分放大器10’处获得，总和电压V·(u₁+u₂)被传输至数字计 算单元13。

在数字计算单元13中，总和电压V·(u₁+u₂)和差分电压V·(u₁-u₂)最初 在分开的信号路径15、信号路径16中被数字化。如图5或图6中，平方单元3’ 被引入到数字计算单元13的求和路径18中，以将电压V·(u₁+u₂)转换成功率 值并将它换算成参考阻抗Z₀。通过与图5或图6的不同，图7中的总和电压u₁+u₂的校正仅仅在平方单元3’之后发生，其中校正因子1/4由于总和信号的平方而现在 必须施加在校正单元20中，以将求和后的信号u₁+u₂的电平与差分电压u₁-u₂的 电平匹配。

对应于图5或图6，差分电压V·(u₁-u₂)的功率值转换通过功率值单元12 发生在数字计算单元13的减法路径19中。对应于图5或图6还实施了随后的 组合与积分，使得平均功率值8a可以在功率计1的输出端拾取，这补偿了在检 测器元件V₁、检测器元件V₂中发生的功率不足。比例单元6(未示出)的操作 对应于图5或图6。

图8a示出了根据本发明的图7的功率计1的可替选的示例性实施方式。在 图8a中，如图7实施总和电压V·(u₁+u₂)和差分电压V·(u₁-u₂)的形成。通 过与图7的不同，第一信号路径15包括替代图7中示出的数字平方单元3’的模 拟平方单元3’。

图8b示出了模拟平方单元3’的示例性电路。利用模拟平方单元3’，对于第 一模数转换器11可以有利地用基本上更小的采样率来运算，这是因为第一ADC 11必须仅仅能够检测包络曲线中的波动以满足奈奎斯特准则(Nyquistcriterion) 且非振荡本身。该采样率的显著减小产生了显著的简化形式的ADC11并显著地 降低了功率计的制造成本。

图9示出了根据本发明的图7和图8的功率计1的可替选的示例性实施方 式。为了形成总和V·(u₁+u₂)，在图10中的第二信号路径16中提供了两个放 大器14、放大器14’，其中第一放大器14的输入端连接至电压u₁，并且第二放 大器14’连接至电压u₂。放大器14、放大器14’的输出端连接至电阻网络2R、R， 以将振幅校正的总和电压0.5·(u₁+u₂)传输至数字计算单元13。

图10示出了图9的实施方式的可替选实施方式，其中为形成电压u₁、电压 u₂的总和u₁+u₂而提供的电阻网络2R、R最初通过放大器14来阻抗匹配。此外， 为形成电压u₁、电压u₂的差值u₁-u₂而提供的差分放大器10最初通过放大器14 来阻抗匹配。以这种方式，功率检测器2的负载通过模拟电路元件R、10得以 避免。

图11示出了根据本发明的功率计1的第二示例性实施方式。通过与前述的 功率计1对比，根据图11的功率计表现为可替选的功率检测器2’。在该情况下， 输入信号7最初施加至功率检测器2’。对应于图3，提供了检测器元件V₁、检 测器元件V₂，它们由检测器二极管和充电电容器C_L1、充电电容器C_L2形成。相 应地，功率检测器2还对应于图1和图2中示出的平方单元3和低通滤波器4。 该功率检测器2从输入信号7生成两个调制或未调制的输出电压u₁和输出电压 u₂。所检测的电压u₁和电压u₂供给到在下游连接的计算单元13。

为了检测具有的频率低于检测器元件V₁、检测器元件V₂的截止频率的输入 信号7，现在提出充电电容器C_L1、充电电容器C_L2是以频变的方式可变的。这 是通过开关S₁、开关S₂来实施的，每当输入信号7具有高于截止频率的频率时， 开关S₁、开关S₂都同步地断开。每当输入信号7具有低于截止频率的频率时， 开关S₁、开关S₂都同步地闭合。另外的电容器C_L3、电容器C_L4通过开关S₁、 开关S₂的闭合来连接到检测器元件V₁、检测器元件V₂，因此增大了所产生的检 测器元件V₁、检测器元件V₂的时间常数。以这种方式，截止频率下降，且相对 较低的频率输入信号7得以处理。

在该情况下，开关S₁、开关S₂可以由相同的计算单元13来控制。可替选地， 开关S₁、开关S₂的配置通过另外的器件来实施。

根据图11的功率计2’仅仅以示意性方式示出。对于在不同的输入频率的每 一种情况下，对多个待布置的并分别断开和分别闭合的另外的开关S和充电电 容C预做安排，以影响检测器元件V₁、检测器元件V₂的时间常数。

本发明的各个器件可以彼此任意地组合。特别是，所请求保护的和/或所描 述的和/或图示出的器件可以彼此任意地组合。