一种基于60°坐标系的间接空间矢量矩阵变换器的控制系统及控制方法

摘要

本发明的基于60°坐标系的间接空间矢量矩阵变换器的控制系统及控制方法，该控制系统为：双向开关矩阵电路由个具有双向阻断能力和自关断能力的功率器件组成，形成3*3的开关阵列，每一个输出相都由一个双向开关与三相输入端分别相连，三相交流电源通过带阻尼电阻输入滤波器连接双向开关矩阵电路；该控制方法为：一、计算出虚拟的交-直-交结构中的虚拟直流侧电压和虚拟直流侧电流，二、求输出电压占空比和输出电流占空比，三、求出矢量作用时间和矢量分配情况，四、求出开关管的开通与关断。本发明为一种稳定、高效、可靠的电力转换装置，具有输出调频调幅广、输入输出波形正弦化、控制自由度大、能量双向流动、动态响应快等优点。

说明书

技术领域：

本发明涉及一种电力转换装置，具体涉及一种基于60°坐标系的间接空间矢量矩阵变换器的控制系统及控制方法。

背景技术：

在电气传动领域，直流调速系统具有结构复杂、造价昂贵、无法适应高压大容量高速场合、需经常维护以及受环境限制等缺点，而交流调速系统具有结构简单、价格低廉、转动惯量小、动态响应快、体积小、重量轻、维护简单以及可适应恶劣环境等优点，在电气传动领域成为了发展趋势。随着电力半导体的迅速发展和PWM调制技术的日益成熟，交流传动电源在工业自动化、农业生产和家庭生活也得到了广泛应用，并且开始逐步取代直流的趋势。

现代供电系统通常采用交流供电，而交流传动电源主要是采用交-直-交间接变换和交-交直接变换来得到。由于选择不同的开关器件，使得交-直-交变换器具有不同的拓扑结构。图1(a)中采用了二极管不控整流和全控型器件PWM可控逆变构成的PWM变换器，输出电压近似正弦，电路结构和控制方法相对简单，但不控整流和LC滤波电路会对输入电流造成影响，使得输入电流发生畸变，谐波增大，输入功率因数偏低，能量无法实现双向流动，并且需要体积庞大的中间直流储能大电容；图1(b)中整流和逆变均采用全控型器件构成的双PWM变换器，解决了前面不控整流的问题，实现了输入电流和输出电压的正弦特性，且能量可双向流动以及实现了高功率因数运行，但该结构同样需要体积庞大的中间直流储能大电容。

交-交直接变换器采用晶闸管构成的交-交变频电路，也称为周波变换器。为了让三相输入交流和负载部分的三相交流电机实现功率低频的直接传递，可采用对晶闸管相控整流达到，主要应用在大功率低速运转的生产机械中。交-交直接变换器采用余弦交点法触发控制方式来实现输出波形的正弦变化，由于没有中间直流环节，实现了一次变换，并利用电网电压实现晶闸管的自然换流，提高了变换效率，且实现了能量的双向流动和四象限运行，使整个系统的能耗降低。由于采用移相触发方式实现的功率变换，使得电流和电压波形畸变严重且谐波含量丰富，对电网和发电机的影响很大，且调频范围比较窄，通常为电源频率的1/3～1/2，控制方法虽然比较简单，但是其能够得到的输入功率因数较低，且实现控制的线路比较复杂，成本较高。

发明内容：

本发明提供了一种基于60°坐标系的间接空间矢量矩阵变换器的控制系统及控制方法，其为一种稳定、高效、可靠的电力转换装置，具有输出调频调幅广、输入输出波形正弦化、控制自由度大、能量双向流动、动态响应快等优点。

本发明的基于60°坐标系的间接空间矢量矩阵变换器的控制系统，包括与阻感负载相连的双向开关矩阵电路、通过驱动电路与双向开关矩阵电路相连的控制电路及三相交流电源，为实现上述目的所采用的技术方案在于：所述双向开关矩阵电路由个具有双向阻断能力和自关断能力的功率器件组成，形成3*3的开关阵列，每一个输出相都由一个双向开关与三相输入端分别相连，三相交流电源通过带阻尼电阻输入滤波器连接双向开关矩阵电路，带阻尼电阻输入滤波器连接双向开关矩阵电路构成三相-三相矩阵变换器，双向开关矩阵电路的两端连接箝位电路，三相交流电源与带阻尼电阻输入滤波器之间的母线通过输入相电压过零检测电路连接控制电路，双向开关矩阵电路与阻感负载之间的母线通过负载电流极性检测电路连接控制电路。

作为本控制系统的进一步改进，所述箝位电路由接触器KM1、接触器KM2及接触器KM3构成，接触器KM1主触点与三相-三相矩阵变换器、接触器KM3主触点串联后与接触器KM2并联，最后经热继电器FR与作为负载电阻的电动机M串联，控制电路通过相互并联的中间继电器KA1线圈、中间继电器KA2线圈、中间继电器KA3线圈与三相-三相矩阵变换器相连，中间继电器KA2线圈与三相-三相矩阵变换器之间设有中间继电器KA3的常闭触点，中间继电器KA3线圈与三相-三相矩阵变换器之间设有中间继电器KA2的常闭触点；所述双向开关矩阵电路由工频-变频启动停止开关电路和报警电路构成，所述工频-变频启动停止开关电路中的接触器KM1线圈、接触器KM2线圈、接触器KM3线圈相互并联后与三相-三相矩阵变换器相连，接触器KM1线圈的支路上依次串联有中间继电器KA1的常开触点、启动按钮SB1、停止按钮SB2，接触器KM2线圈的支路上依次串联有接触器KM3常闭触点、中间继电器KA2常开触点，接触器KM3线圈支路上依次串联有接触器KM2常闭触点、中间继电器KA3常开触点；所述报警电路中的振铃HA、报警灯HL及中间继电器KA0线圈相互并联后依次经复位按钮SB3和中间继电器KA0常开触点连接三相-三相矩阵变换器。在出现故障时，接触器KM2主触点闭合，接触器KM3主触点断开，三相-三相矩阵变换器被短接，实现工频输出，由电网直接给电动机M供电，从而对三相-三相矩阵变换器进行保护。

作为本控制系统的进一步改进，所述双向开关为背靠背结构共发射极方式的双向开关，可流过双向电流，且能对电流在两个方向上进行独立控制，实现安全换流，具有在任意时刻导通元件少、导通损耗小的优点。

作为本控制系统的进一步改进，控制电路和驱动电路由单相电源经驱动电源电路进行供电。

作为本控制系统的进一步改进，输入相电压过零检测电路和负载电流极性检测电路分别通过信号调理电路连接控制电路，经信号调理电路将信号调整放大后传递给控制电路，以提高信号传递的精准性。

作为本控制系统的进一步改进，所述控制电路连接输出电压频率给定电路和保护电路，

本发明的基于60°坐标系的间接空间矢量矩阵变换器的控制方法，采用的技术方案在于由以下步骤构成：

步骤一、依靠双空间矢量调制技术SVPWM将三相-三相矩阵变换器等效成虚拟的交-直-交结构，双空间矢量调制技术SVPWM分别通过虚拟整流侧VSR和虚拟逆变侧VSI根据三相交流电源的输入电压计算出虚拟的交-直-交结构中的虚拟直流侧电压和虚拟直流侧电流，

在计算虚拟直流侧电压的过程中，对虚拟逆变侧VSI的输出线电压U_O进行SVPWM调制时，可令虚拟逆变侧VSI的供电直流侧电压U_pn＝U_dc，根据输出线电压空间矢量U_o的定义：

再结合公式$>U_{dc}=U_o/T_{VSI}=U_0{\left(\begin{array}{c}{d}_m+d_n\\ -d_m\\ -d_n\end{array}\right)}^{-1}$>获得虚拟直流侧电压，

在计算虚拟整流侧电流的过程中，对虚拟整流侧VSR的输入相电流进行SVPWM调制时，

可令虚拟整流侧VSR产生的直流电流i_P＝I_dc,根据输入相电压空间矢量U_iph的定义：

再结合公式$>i_P=T_{VSI}^T{I}_o={\left(\begin{array}{c}{d}_m+d_n\\ -d_m\\ -d_n\end{array}\right)}^T\left(\begin{array}{c}{i}_{AB}\\ i_{BC}\\ i_{CA}\end{array}\right)$>获得虚拟直流侧电流；

步骤二、利用计算出的虚拟直流侧电压U_pn和虚拟直流侧电流I_pn求出输出电压占空比和输出电流占空比，

在某一时刻，输出线电压空间矢量由两个相邻的非零矢量U_α、U_β和一个零矢量U_o合成，则各矢量作用时间根据正弦定理得：

其中：d_α、d_β、d_0v分别为电压矢量U_α、U_β、U_o的占空比，m_v为电压调制系数，且T_α、T_β、T_0v为开关的导通时间，θ_sv为输出电压矢量与扇区起始位置之间的夹角,

在某一时刻，输入相电流空间矢量由两个相邻的非零矢量I_μ、I_γ和一个零矢量I₀合成，则各矢量作用时间根据正弦定理得：

其中：d_μ、d_γ、d_0c分别为电流矢量I_μ、I_γ、I₀的占空比，m_c为电流调制系数，且0≤m_c＝I_im/I_dc≤1，T_μ、T_γ、T_0c为开关的导通时间，θ_sc为输入电流矢量与扇区起始位置之间的夹角；

步骤三、利用输出电压占空比d_α、d_β、d_0v和输出电流占空比d_μ、d_γ、d_0c计算出电压电流联合占空比以及矢量作用时间，再根据30°坐标系在之前所分区间分配矢量及作用时间，再引入三相不衡带来的误差，求出最后的矢量作用时间和矢量分配情况，

对虚拟整流侧VSR的占空比d_μ、d_γ、d_0c和虚拟逆变侧VSI的占空比d_α、d_β、d_0v进行整合，按式求出能够同时控制输出线电压和输出相电流的5个联合占空比，两者组合的开关状态能够与每个综合占空比相对应，

其中：T₀、T₁、T₂、T₃、T₄为矢量作用时间，d_αμ、d_βμ、d_αγ、d_βγ、d₀为联合占空比，m为矩阵变换器调制系数，m＝m_vm_c，常令m_c＝1，m＝m_v；

步骤四、根据最优开关次数的原则及最后的矢量作用时间和矢量分配情况，计算出双向开关矩阵电路中的开关管的开通与关断，

其中，按照最优化开关调制顺序进行如下调制：

(1)、输入电流、输出电压空间矢量调制扇区之和为偶数时，调制顺序为：

d_βμ→d_αμ→d_αγ→d_βγ→d₀

(2)、输入电流、输出电压空间矢量调制扇区之和为奇数时，调制顺序为：

d_αμ→d_βμ→d_βγ→d_αγ→d₀

(3)、零矢量的选择以开关转换次数最少为基准，

再根据四步换流策略来确定开关管的开通与关断时间，实现三相-三相矩阵变换器的控制。

作为本控制方法的进一步改进，步骤四中所述四步换流策略是由三个三相/一相子变换器组合而成，以实现每个子变换器中三个双向开关s1、s2、s3之间换流，假设电路处于s1导通，s2和s3关断的稳定状态，当双向开关工作到某一瞬间时，需将双向开关状态从s1导通切换到s2导通，若此时的输出负载电流为i>0，则4个开关元件s1p、s1n、s2p、s2n的动作次序为：

(1)、关断双向开关s1的反向开关s1n；

(2)、开通双向开关s2的正向开关s2p，若双向开关s2所接的电压高于开关s1所接的电压，则电流将自动换流到s2p中；

(3)、关断双向开关s1的正向开关s1p；

(4)、开通双向开关s2的反向开关s2n。

通过该次序的四步换流，成功地实现了两个双向开关之间的换流控制，即能避免电源短路、又能确保任意时刻输出不断路，给负载提供电流通路。

本发明具有以下有益效果：

1、由于采用了由九个具有双向阻断能力和自关断能力的功率器件组成3*3开关阵列电路，每相输出都由一个双向开关与三相输入端分别相连，就能实现对MC输出电压和输入电流同时调制，同时实现变压变频和高功率因数运行；

2、采用双SVPWM控制算法，将3*3开关矩阵等较为传统交-直-交结构，这样既能达到原来交-直-交结构的调速范围宽，效率高等优点，算法中又将交-直-交结构中直流侧等效替换，省去了直流侧大容量电容的存在，简化了交流与直流之间运算过程，使得实现四象限运行、能量双向流动、谐波含量小、动态响应快；

3、采用带阻尼输入滤波器，不但可以达到传统LC滤波器滤除输入电流高次谐波的作用，而且阻尼的加入抑制了由于不断受到输出侧谐波电流的干扰导致LC滤波系统的不稳定。此外，通过调节变换器输入侧设定功率因数值，以此来抵消因滤波器带来的功率因数角度偏差，保证了单位功率因数和能量的充分利用。

附图说明：

图1为现有的变频电路拓扑结构图，

其中(a)为现有PWM变频电路图，(b)为双PWM变频电路；

图2为控制系统的整体控制框图；

图3为工频与变频切换控制电路图；

图4为三相-三相矩阵变换器等效交-直-交结构图；

图5为带阻尼电阻输入滤波器的结构示意图；

图6为虚拟整流侧VSR输入相电流空间矢量调制图，

其中(a)为输入相电流空间矢量图，(b)为电流空间矢量合成图；

图7为虚拟逆变侧VSI输出线电压空间矢量调制图，

其中(a)为输出线电压空间矢量图，(b)为电压空间矢量合成图；

图8为带三相有源负载时矩阵变换器系统结构图；

图9为输入电压电流波形图；

图10为无阻尼条件下输入相电流分析图，

其中(a)为输入相电流波形图，(b)为输入向电流频谱图；

图11为增大阻尼系数下输入相电流分析图，

其中(a)为输入相电流波形图，(b)为输入向电流频谱图；

图12为简化三相-三相矩阵变换器结构图；

图13为相量合成图，其中(a)为相量A、B、C的合成图，(b)为相量C的合成图；

图14为三相-三相矩阵变换器拓扑结构图；

图15为背靠背结构的共发射极方式双向开关结构示意图；

图16为三相-一相输出电路拓扑结构图；

图17为四步换流时序图；

图18为控制电路设计框图；

图19为负载电流极性检测电路图；

图20为输入相输入相电压过零检测电路；

图21为主程序流程图；

图22为主控制算法流程图，

其中(a)为初始设定值算法流程图，(b)为双SVPWM算法流程图。

具体实施方式：

参照图2，本发明的基于60°坐标系的间接空间矢量矩阵变换器的控制系统，包括与阻感负载1相连的双向开关矩阵电路2、通过驱动电路3与双向开关矩阵电路2相连的控制电路4及三相交流电源5，所述双向开关矩阵电路2由9个具有双向阻断能力和自关断能力的功率器件组成，形成3*3的开关阵列，每一个输出相都由一个双向开关与三相输入端分别相连，三相交流电源5通过带阻尼电阻输入滤波器6连接双向开关矩阵电路2，带阻尼电阻输入滤波器6连接双向开关矩阵电路2构成如图12所示的三相-三相矩阵变换器，三相-三相矩阵变换器与阻感负载1的结构连接图如图8所示，双向开关矩阵电路2的两端连接箝位电路7，三相交流电源5与带阻尼电阻输入滤波器6之间的母线通过如图20所示的输入相电压过零检测电路8经信号调理电路14连接控制电路4，双向开关矩阵电路2与阻感负载1之间的母线通过如图19所示的负载电流极性检测电路9经信号调理电路14连接控制电路4，所述控制电路4连接输出电压频率给定电路15和保护电路16，控制电路4和驱动电路3由单相电源12经驱动电源电路13进行供电。其中，三相-三相矩阵变换器所采用的双向开关为如图13所示的背靠背结构共发射极方式的双向开关，可流过双向电流，且能对电流在两个方向上进行独立控制，实现安全换流，它的优点即在任意时刻导通元件少、导通损耗小，由于图13中的IGBT不能承受较大反向电压，所以二极管作用就是提供反向阻断能力。

三相-三相矩阵变换器实现控制的关键部分就是控制电路4，参照图18，本控制系统采用F2812与CPLD实现控制电路4，其中，F2812主要完成双SVPWM控制算法，输出4路PWM控制信号；CPLD主要完成4路PWM控制信号的分配，实现四步换流，产生18路驱动信号来驱动开关矩阵电路2中的IGBT。本控制系统使用的F2812是TI公司推出的型号为TMS320F2812的控制芯片，其时钟频率可高达150MHz，能够快速的执行调制策略的运算，TMS320F2812以定时器为核心，外部扩展的FLASH/RAM是为了防止控制芯片内存不足，模数转换器ADC是为了将输入电压和输出电压频率信号转换成数字量，以完成数字量计算，捕获单元主要是完成输入电压过零点信号捕捉，GPIO口主要是完成采样、继电器控制信号和扇区信号的输出，4路PWM信号的输出由定时器完成。CPLD是EPM9320LC84-20CPLD，主要完成四步换流策略，由IO口接受F2812控制芯片通过调制算法所发出的扇区信号、4路PWM信号，接收霍尔电流元件检测的负载电流极性以及因故障所引起的IGBT信号等，并输出18路IGBT驱动信号以驱动9个双向开关，发出箝位电路7电容放电信号以释放电容因电路过压而产生的电荷，输出LED信号显示各工作过程的正常运行。由于三相-三相矩阵变换器输入输出的直接耦合，导致抗干扰能力差，所以在控制电路4和外部电路之间都接有光耦，利用光电隔离来实现强干扰作用。

四步换流策略必须检测负载电流方向，所以对负载电流方向的检测必须非常精确，检测精度要高，本控制系统采用霍尔闭环电流传感器进行测量，其型号是CSM025A，其电路如图20所示。传感器的原边额定输入电流为5A，它的测量电流范围为0～±50A，匝数比为5:1000，而输出端的额定电流为25mA。电流霍尔检测到的负载电流正弦信号经过LM339与0进行比较生成方波信号，此方波信号再经过H11L1光耦隔离器，送入控制芯片的捕获通道。

为了判断输入电流扇区，就要知道输入电流相位角，而在网侧单位功率因数情况下，输入电压和电流同相，因此可通过采样输入电压信号来求得输入电流相位。计算中需要用到电压过零点和电网频率，通过输入相电压过零检测电路8和F2812控制芯片共同作用来获得电网过零点及其频率。如图21所示，电路中选用型号为CHV-50P/1000V的电压霍尔传感器，由其采样电网电压，将有效值为220V的电网电压转化成低压的正弦信号，此信号经过比较器LM339与0进行比较，生成一个与电网同频同相的方波信号，其上升沿便是正弦波上升的过零点，连续两个方波信号的上升沿时间差便是电网频率。然后，此方波信号经过74HC06及保护电路生成F2812满足要求的0～3.3V方波信号，进入控制芯片的捕获通道。

如图21所示的主程序为矩阵变换器控制部分程序设计的主线，主要完成TMS320F2812的系统初始化(如各寄存器、定时器、中断初始化等)；然后设置IO口、参数输入、生成正弦函数表等；接着等待循环，开中断(如捕获、定时器中断)，随之进入无限循环。中断服务程序主要完成输入电压相位校准、执行初始设定值算法和双SVPWM算法等。

参照图18和图22，由各传感器采集到的矩阵式变换器输入输出侧电流、电压波形，经信号调理电路后送入DSP芯片的A/D输入通道。光电编码器发出的包括电动机转子转速、旋转方向信息分别送入DSP的EVB模块中的QEP3、QEP4输入口。根据这些输入的信息，DSP芯片执行间接空间矢量调制算法，并向CPLD芯片发出4路PWM信号、6路输入电流空间矢量扇区号信息I1～I6和6路输出电压空间矢量扇区信号O1～O6。该硬件方案为TMS320LF2407扩展一片64KB的CY7C1021BV33SRAM。试验中，上位机编译通过控制程序目标代码通过JTAG下载至片外SRAM。而控制程序中涉及到的变量、常数数据均存放在DSP内部256B的DARAMB1模块中。采用这种存储空间配置方案，为控制程序和数据保留了足够的存储空间，并且缩短了需要频繁操作的变量寄存器的存储空间。

此外，采用了一片74LVC1642453.3V～5V电平转换器和一片DAC7625D/A转换器。本发明采用了一片74AHC16373锁存器，该芯片输入数据为DSP的I/O口发出的输入电流、输出电压空间矢量扇区号I1～I6和O1～O6。其锁存器来自于DSP中EVA模块的T2PWM输出口。采用该锁存器的目的是煤采样周期中CPLD芯片收到的来自DSP芯片的4路PWM信号和输入电流、输出电压空间矢量扇区号I1～I6和O1～O6同时送入CPLD芯片。由于在DSP主程序中设定EVA模块的计数器T1与T2同步，且由计数器T1启动计数器T2，因而实现CPLD芯片信号同步。

在EPM9320LC84CPLD芯片中，采用AHDL编写程序，可实现双向开关的四步换流。CPLD开关换流控制其结构包括解码器、延时器、开关序列器三部分。其中，解码器用于确定9个双向开关的导通信号，而言时期和开关器用于实现多部换流，并生成18路开关驱动信号输出值驱动电路。

本发明的控制系统主要由矢量控制单元、三相-三相矩阵开关单元、带阻尼输入滤波单元三部分构成。

对于矢量控制单元，因为三相-三相矩阵变换器的SVPWM是一种间接变换法，它依靠矢量控制单元中双SVPWM调制技术，将矩阵变换器等效成如图4所示的虚拟的交-直-交结构，其虚拟整流侧VSR和虚拟逆变侧VSI分别采用空间矢量调制算法，在输入侧可得到与网侧电压同相或可调的正弦波形电流，即实现输入功率因数可调,算法中通过中间直流电压、直流电流等效的原则可消去中间直流环节，最终将两虚拟侧有机结合起来，实现整体控制，又称双空间矢量法。

参照图14，对于三相-三相矩阵开关单元，通过采用一定的调制控制策略对其内的功率器件进行通断控制，就能实现对MC输出电压和输入电流同时调制，同时实现变压变频和高功率因数运行，矩阵变换器采用双向开关为如图15所示的背靠背结构共发射极方式的双向开关，可流过双向电流，且能对电流在两个方向上进行独立控制，实现安全换流，它的优点即在任意时刻导通元件少、导通损耗小，其中由于IGBT不能承受较大反向电压，所以二极管作用就是提供反向阻断能力。在三相-三相矩阵变换器交流输入侧前加入了交流电抗器，在三相输入不平衡时，这样就使虚拟整流侧VSR的直流侧输出为稳定的电压和电流，再经过虚拟逆变侧矢量运算后，就可以得到较为平衡的三相电压波形。与此之外，交流电抗器的加入可以提升矩阵变换器输入侧电能质量，滤除高次谐波成分。

参照图5、图9至图11，对于带阻尼输入滤波单元，为减少电流谐波含量注入网侧，所以在双向开关矩阵电路前端引入带阻尼输入滤波器，通过阻尼的加入抑制了由于不断受到输出侧谐波电流的干扰导致滤波器系统的不稳定，网侧相电流谐波相对无阻尼情况下明显减小，波形变得平滑，且由图10(a)和图11(a)的频谱图可看出谐波畸变率明显下降。

参照图3，所述箝位电路7由接触器KM1、接触器KM2及接触器KM3构成，接触器KM1主触点与三相-三相矩阵变换器、接触器KM3主触点串联后与接触器KM2并联，最后经热继电器FR与作为负载电阻1的电动机M串联，控制电路4通过相互并联的中间继电器KA1线圈、中间继电器KA2线圈、中间继电器KA3线圈与三相-三相矩阵变换器相连，中间继电器KA2线圈与三相-三相矩阵变换器之间设有中间继电器KA3的常闭触点，中间继电器KA3线圈与三相-三相矩阵变换器之间设有中间继电器KA2的常闭触点；所述双向开关矩阵电路2由工频-变频启动停止开关电路和报警电路构成，所述工频-变频启动停止开关电路中的接触器KM1线圈、接触器KM2线圈、接触器KM3线圈相互并联后与三相-三相矩阵变换器相连，接触器KM1线圈的支路上依次串联有中间继电器KA1的常开触点、启动按钮SB1、停止按钮SB2，接触器KM2线圈的支路上依次串联有接触器KM3常闭触点、中间继电器KA2常开触点，接触器KM3线圈支路上依次串联有接触器KM2常闭触点、中间继电器KA3常开触点；所述报警电路中的振铃HA、报警灯HL及中间继电器KA0线圈相互并联后依次经复位按钮SB3和中间继电器KA0常开触点连接三相-三相矩阵变换器。

在出现故障时，控制电路4通过三个中间继电器可以保证在变频运行控制和工频与变频的切换过程中发出警报，电路的工作过程说明如下:

(1)变频运行控制

起动准备，将开关SA2闭合，接通MRS端子进行工频—变频切换。由于已设置Pr.135＝1使切换有效，IPF、FU端子输出低电平，中间继电器KA1线圈、中间继电器KA3线圈得电，中间继电器KA3线圈得电→中间继电器KA3常开触点闭合→接触器KM3线圈得电→接触器KM3主触头闭合，接触器KM3常闭辅助触头断开→接触器KM3主触头闭合将电动机M与三相-三相变换器输出端连接；接触器KM3常闭触点断开使接触器KM2线圈无法得电，实现接触器KM2线圈和接触器KM3线圈之间的互锁，作为阻感负载1的电动机无法由变频和工频同时供电。中间继电器KA1线圈得电→中间继电器KA1常开触点闭合，为接触器KM1线圈得电作准备→按下启动按钮SB1→接触器KM1线圈得电→接触器KM1主触头闭合为三相-三相矩阵变换器供电；接触器KM1常开触点闭合，实现接触器KM1线圈的自锁。

起动运行，将开关SA1闭合，STF端子输入信号(STF端子经SA1、SA2与SD端子接通)，三相-三相矩阵变换器正转起动，调节电位器RP可以对电动机M进行调速控制。

(2)变频—工频切换控制

当三相-三相矩阵变换器运行中出现异常，异常输出端子A、C接通，中间继电器KA0线圈得电，中间继电器KA0常开触点闭合，振铃HA和报警灯HL得电，发出声光报警。与此同时，IPF、FU端子变为高电平，OL端子变为低电平，中间继电器KA1线圈与中间继电器KA3线圈失电，中间继电器KA2线圈得电。中间继电器KA1线圈、中间继电器KA3线圈失电→，中间继电器KA1常开触点、，中间继电器KA3常开触点断开→接触器KM1、接触器KM3线圈失电→接触器KM1、接触器KM3主触头断开→三相-三相矩阵变换器与电源、电动机M断开。中间继电器KA2线圈得电→中间继电器KA2常开触点闭合→接触器KM2线圈得电→接触器KM2主触头闭合→工频电源直接提供给电动机(注：中间继电器KA1线圈、中间继电器KA3线圈失电与中间继电器KA2线圈得电并不是同时进行的，有一定的切换时间，它与Pr.136、Pr.137设置有关)。按下复位按钮SB3可以解除声光报警，按下复位按钮SB4，可以解除三相-三相矩阵变换器的保护输出状态。若电动机M在运行时出现过载，与电动机M串联的热继电器FR发热元件动作，使热继电器FR常闭触头断开，切断OH端子输入,三相-三相矩阵变换器停止输出，对电动机M进行保护。

本发明的基于60°坐标系的间接空间矢量矩阵变换器的控制方法由以下步骤构成：

步骤一、依靠双空间矢量调制技术SVPWM将三相-三相矩阵变换器等效成如图4所示的虚拟的交-直-交结构，双空间矢量调制技术SVPWM分别通过虚拟整流侧VSR和虚拟逆变侧VSI根据三相交流电源5的输入电压计算出虚拟的交-直-交结构中的虚拟直流侧电压和虚拟直流侧电流，

在计算虚拟直流侧电压的过程中，对虚拟逆变侧VSI的输出线电压U_O进行SVPWM调制时，如同7所示，可令虚拟逆变侧VSI的供电直流侧电压U_pn＝U_dc，根据输出线电压空间矢量U_o的定义：

再结合公式$>U_{dc}=U_o/T_{VSI}=U_0{\left(\begin{array}{c}{d}_m+d_n\\ -d_m\\ -d_n\end{array}\right)}^{-1}$>获得虚拟直流侧电压，

在计算虚拟整流侧电流的过程中，对虚拟整流侧VSR的输入相电流进行SVPWM调制时，如图6所示，可令虚拟整流侧VSR产生的直流电流i_P＝I_dc,根据输入相电压空间矢量U_iph的定义：

再结合公式$>i_P=T_{VSI}^T{I}_o={\left(\begin{array}{c}{d}_m+d_n\\ -d_m\\ -d_n\end{array}\right)}^T\left(\begin{array}{c}{i}_{AB}\\ i_{BC}\\ i_{CA}\end{array}\right)$>获得虚拟直流侧电流；

步骤二、利用计算出的虚拟直流侧电压U_pn和虚拟直流侧电流I_pn求出输出电压占空比和输出电流占空比，

在某一时刻，输出线电压空间矢量由两个相邻的非零矢量U_α、U_β和一个零矢量U_o合成，则各矢量作用时间根据正弦定理得：

其中：d_α、d_β、d_0v分别为电压矢量U_α、U_β、U_o的占空比，m_v为电压调制系数，且T_α、T_β、T_0v为开关的导通时间，θ_sv为输出电压矢量与扇区起始位置之间的夹角,

在某一时刻，输入相电流空间矢量由两个相邻的非零矢量I_μ、I_γ和一个零矢量I₀合成，则各矢量作用时间根据正弦定理得：

其中：d_μ、d_γ、d_0c分别为电流矢量I_μ、I_γ、I₀的占空比，m_c为电流调制系数，且0≤m_c＝I_im/I_dc≤1，T_μ、T_γ、T_0c为开关的导通时间，θ_sc为输入电流矢量与扇区起始位置之间的夹角；

步骤三、利用输出电压占空比d_α、d_β、d_0v和输出电流占空比d_μ、d_γ、d_0c计算出电压电流联合占空比以及矢量作用时间，再根据30°坐标系在之前所分区间分配矢量及作用时间，再引入三相不衡带来的误差，求出最后的矢量作用时间和矢量分配情况，

对虚拟整流侧VSR的占空比d_μ、d_γ、d_0c和虚拟逆变侧VSI的占空比d_α、d_β、d_0v进行整合，按式(5)求出能够同时控制输出线电压和输出相电流的5个联合占空比，两者组合的开关状态能够与每个综合占空比相对应，

其中：T₀、T₁、T₂、T₃、T₄为矢量作用时间，d_αμ、d_βμ、d_αγ、d_βγ、d₀为联合占空比，m为矩阵变换器调制系数，m＝m_vm_c，常令m_c＝1，m＝m_v；

步骤四、根据最优开关次数的原则及最后的矢量作用时间和矢量分配情况，计算出双向开关矩阵电路2中的开关管的开通与关断，

双SVPWM控制采用九段式脉宽调制，因虚拟整流侧VSI和虚拟逆变侧VSI的整合存在36种开关状态，为使开关转换次数最小以降低开关损耗，按照最优化开关调制顺序进行调制，具体如下：

(1)、输入电流、输出电压空间矢量调制扇区之和为偶数时，调制顺序为：

d_βμ→d_αμ→d_αγ→d_βγ→d₀

(2)、输入电流、输出电压空间矢量调制扇区之和为奇数时，调制顺序为：

d_αμ→d_βμ→d_βγ→d_αγ→d₀

(3)、零矢量的选择以开关转换次数最少为基准，

再根据四步换流策略来确定开关管的开通与关断时间，实现三相-三相矩阵变换器的控制。

参照图16，所述四步换流策略是由三个三相/一相子变换器组合而成，以实现每个子变换器中三个双向开关s1、s2、s3之间换流，参照图17，假设电路处于s1导通，s2和s3关断的稳定状态，当双向开关工作到某一瞬间时，需将双向开关状态从s1导通切换到s2导通，若此时的输出负载电流为i>0，则4个开关元件s1p、s1n、s2p、s2n的动作次序为：

1、关断双向开关s1的反向开关s1n；

2、开通双向开关s2的正向开关s2p，若双向开关s2所接的电压高于开关s1所接的电压，则电流将自动换流到s2p中；

3、关断双向开关s1的正向开关s1p；

4、开通双向开关s2的反向开关s2n。

由于带阻尼电阻输入滤波器的存在会对网侧功率因数造成影响，为了保证网侧单位功率因数，需调节三相-三相矩阵变换器输入侧设定功率因数值，以此来抵消因滤波器带来的功率因数角度偏差。

输入侧LC滤波器结构图如图5所示，此时，U_s、I_s为网侧的输入电压和电流，U_in、I_in为三相-三相矩阵变换器输入侧的电压和电流，考虑U_in可能受到开关斩波过程的影响，将U_s作为参考量,设U_s＝U_m∠α、I_in＝I_m∠(α-φ)、I_s＝I_x∠β,通过电路分析可得到：

$>\left(\begin{array}{c}{U}_S-U_{in}=\frac{{\mathrm{j\omega }}_{i}LR}{{\mathrm{j\omega }}_{i}L+R}{I}_s\\ U_{in}=\frac{1}{{\mathrm{j\omega }}_{i}C}(I_s-I_{in})\end{array}\right)---\left(6\right)$>

消去U_in，代入各相量的具体表达式并进行简化，可得到：

$>\left({\mathrm{j\omega }}_{i}CR-{\omega }_i^{2}LC\right)U_m\angle \alpha +\left({\mathrm{j\omega }}_{i}L+R\right)I_m\angle \left(\alpha -\phi \right)=\left({\mathrm{j\omega }}_{i}L+R-{\omega }_i^{2}LCR\right)I_x\angle \beta ---\left(7\right)$>

根据上面式子，可求得如图18所示的相量A、B、C合成图中的角度θ₁、θ₂、θ₃，如下所示：

$>{\theta }_1=arctan\frac{{\omega }_{i}L}{R}$>

$>{\theta }_2=arctan\frac{{\omega }_{i}L}{R}$>

$>{\theta }_3=arctan\frac{{\omega }_{i}L}{R(1-{\omega }_i^{2}LC)}$>

代入各参数，可求得θ₁≈θ₂≈θ₃≈0°，为方便计算，将A、B、C等效如下：

A＝ω_iCRU_m∠(α+90°)

B＝RI_m∠(α-φ)

$>C=(R-{\omega }_i^{2}LCR)I_x\angle \beta$>

下面以三相输入和三相输出都平衡作为基准，将三相交-交单级直接矩阵变换器等效成单相等效电路结构来对输入滤波器进行分析。

如图5所示，首先分析滤波器对输入电流的作用，我们先忽略图5中所示的电阻R，电感L和电容C分别为输入滤波器电感及电容，三相-三相矩阵变换器输入测电流I_i是按正弦宽度变换的PWM波，由拉氏变换得到电压与电流的关系：

$>\left(\begin{array}{c}{U}_s\left(s\right)-U_i\left(s\right)={\mathrm{sLL}}_s\left(s\right)\\ I_s\left(s\right)-I_i\left(s\right)={\mathrm{sCU}}_i\left(s\right)\end{array}\right)---\left(8\right)$>

消去U_i(s)，可得到如下传递函数：

I_s(s)＝H_U(s)U_S(s)+H_I(s)I_s(s)

$>H_U\left(s\right)=\frac{sC}{s^{2}LC+1}---\left(9\right)$>

$>H_I\left(s\right)=\frac{1}{s^{2}LC+1}$>

从式(9)可以看出，与矩阵变换器相关的是三相输入电源和变换器输入侧电流,而且二者所决定的传递函数分母相同，由此可以计算出特征频率ω_n为：

$>{\omega }_n=\frac{1}{\sqrt{LC}}---\left(10\right)$>

可求得谐振频率为：

f_r＝ω_n/2π(11)

根据以上推导得出参数为：电感L的选择是以其基波压降低于5％的输入电源基波幅值为控制标准,额定电流选定I_i＝20A，则由计算式：U_L＝ω_iLI_i<5％·310＝15.5V得到电感L>2.45mH，为了尽可能减小电感压降和电感尺寸重量，仿真中选取滤波电感L＝2.5mH，开关频率选取10KHz，谐振频率选取1KHz，由式8可计算出滤波电容值为C＝10uF，根据能量守恒可以得到：则硬件电路中选择的滤波电容为10uF/400V,由阻尼对网侧相电流谐波的抑制情况分析，阻尼电阻选取R＝100Ω,根据如图13和如图18所示的相量合成图，通过求解三角形，可以得到网侧输入功率因数角如下：

$>{\phi }^{\prime }=\alpha -\beta =-arctan\frac{A-Bsin\phi }{B\cos \phi }=-arctan\frac{{\omega }_i{\mathrm{CRU}}_m-{\mathrm{RI}}_m\sin \phi }{{\mathrm{RI}}_m\cos \phi }---\left(12\right)$>

从上式可知，网侧实际功率因数角与滤波器的电容C、电感L和电阻R，网侧电压幅值U_m和电流幅值I_m，输入电压角频率ω_i，以及设定的三相-三相矩阵变换器输入功率因数角φ'有关，为了使网侧功率因数为1，可令上式求网侧输入功率因数角φ^′′＝α-β等于0，代入参数，可求得三相-三相矩阵变换器输入侧理论调节给定功率因数角，从而求得理论调节给定功率因数值，网侧即可达到单位功率因数，各频率下调节给定功率因数值如表1。

表1各频率下调节给定功率因数值

由于网侧电压幅值、输入电压角频率固定，而输入滤波器的变化对功率因数和电流谐波影响较大，一般取适当值，可看成固定不变，而网侧电流幅值受三相-三相矩阵变换器输出电流的影响，输出电流受输出电压的影响，输出电压受输出频率的影响，所以网侧电流幅值受输出频率的影响，不固定、不可调，因此能改变网侧实际功率因数角的只有调节三相-三相矩阵变换器设定的输入功率因数角，即调节设定的输入功率因数值才能达到改变网侧功率因数的效果。

为了使网侧功率因数为1，可令上式求网侧输入功率因数角φ'＝α-β等于0，代入参数，可求得三相-三相矩阵变换器输入侧理论调节给定功率因数角，从而求得理论调节给定功率因数值，使得网侧为单位功率因数。