π/4-QPSK解调器基带采样数据最佳采样点的获取方法

摘要

本发明提出了一种π/4-QPSK解调器基带采样数据最佳采样点的获取方法，对π/4-QPSK解调器正交基带信号的平方和进行傅里叶变换，计算频域函数中对应于波特率频点的相位，估算采样脉冲与接收信号之间的时延，然后根据时延最小的原则得到最佳采样点。本发明在低信噪比条件下，仍然有良好的性能，且与传统方式相比，本发明省去了数据帧前为了数据时钟同步而附加的报头，直接利用数据帧本身实现数据同步，提高了传输效率，适用于突发方式传输系统的数据恢复，所需计算数据量小、算法简单、易于实现。

说明书

技术领域

本发明涉及卫星通信领域，尤其涉及一种π/4-QPSK解调器基带采样数据最 佳采样点的获取方法。

背景技术

“π/4-QPSK”是π/4四相相移键控信号(π/4QuadraturePhaseShiftKeying) 的简称，意为π/4正交相移键控，是一种数字调制方式。π/4-QPSK调制具有信 号峰均比小、接收机可以差分解调等特点，广泛应用于地面与卫星移动通信领 域。π/4-QPSK调制的数学表达如式1所示：

s(t)＝A(t)cos[ω_it+θ(k)](式1)

式1中：A(t)是信号幅度函数，取决于基带滤波器的传输函数，其值为 正；ω_i＝2πf_i是信号载波的角频率；θ(k)是信号的瞬时相位，式2是θ(k)的表达式。

θ(k)＝θ(k-1)+△θ(式2)

式2中θ(k)取决于前一时刻的相位θ(k-1)与当前相位变化△θ，其中△θ承载 了所传输的数字信息，每个波特变化1次，表1是△θ与所传输数字信息的映射 关系。

表1π/4-QPSK信号相位与数字信息的映射关系

数字信息 △θ 00 π/4 01 3π/4 11 5π/4 10 7π/4

数字相位调制信号可以用所谓“星座图”来描述，星座图中定义了相位调制的 两个基本参数：(1)信号分布；(2)与调制数字比特之间的映射关系。图1是 π/4-QPSK调制信号的星座图。

π/4-QPSK解调器对输入信号进行采样，由于每个波特含有多个采样点，需 要从中选择1个最佳的基带数据采样。

发明内容

为了解决现有技术中存在的问题，本发明提供了一种π/4-QPSK解调器基带 采样数据最佳采样点的获取方法，包括：

对解调器的输入信号进行解调和采样，获取正交基带信号；

对正交基带信号的平方和进行傅里叶变换，得到相应的频域函数；

计算所述频域函数中对应于波特率频点的相位；

根据相位估算采样脉冲与接收基带信号之间的时延；以及

根据时延最小的原则得到最佳采样点。

可选的，所述傅里叶变换为快速傅里叶变换。

可选的，获取正交基带信号的方法是，将采样产生的数字信号分别与正交 本振信号相乘，并经匹配滤波器滤波，获取正交基带信号。

可选的，每个波特的所述输入信号包含8个采样点，所述正交基带平方和 经128位移位寄存器延时，形成16个波特总时长的128时域值，以作为所述傅 里叶变换运算的输入。

可选的，根据相位估算采样脉冲与接收信号之间的时延的步骤中：分别计 算对应于正、负波特率频点的时域函数的相位，进行绝对值求和得到频域函数 的相移绝对值，然后通过该相移绝对值估算采样脉冲与接收信号之间的时延。

可选的，计算所述频域函数中波特率频点相位的方法是，根据所述频域函 数的实部和虚部，利用公式计算得到相位；其中a和b分别为所述频 域函数的实部和虚部。

可选的，根据计算出的9个连续的时延(或相移)信息，确定时延(或相 移)最小的采样点为该波特的最佳采样点。

可选的，当检测到最佳采样点时，输出窄脉冲作为FIFO的数据写入脉冲， 将最佳正交基带采样数据写入FIFO寄存器。

可选的，π/4-QPSK解调器基带采样数据最佳采样点的获取方法还包含对最 佳采样点进行消除数据抖动的步骤。

可选的，通过输入信号与本地时钟的误差、数据传输速率、滑周时间等确 定所述FIFO寄存器的容量。

本发明提出的π/4-QPSK解调器基带采样数据最佳采样点的获取方法，对 π/4-QPSK解调器正交基带信号的平方和进行傅里叶变换，计算频域函数中对应 于波特率频点的相位，估算采样脉冲与接收信号之间的时延，然后根据时延最 小的原则得到最佳采样点。本发明在低信噪比条件下，仍然有良好的性能，且 与传统方式相比，本发明省去了数据帧前为了数据时钟同步而附加的报头，直 接利用数据帧本身实现数据同步，提高了传输效率，适用于突发方式传输系统 的数据恢复，所需计算数据量小、算法简单、易于实现。

附图说明

图1是π/4-QPSK调制信号的星座图。

图2是本发明一实施例所述π/4-QPSK解调器基带采样数据最佳采样点的 获取方法的实现框图；

图3是本发明一实施例所述π/4-QPSK解调器基带采样数据最佳采样点的 获取方法中时域中时延和频域中相移的关系图；

图4是本发明一实施例所述π/4-QPSK解调器基带采样数据最佳采样点的 获取方法中时域输入函数和频域输出函数的关系图；

图5是本发明一实施例所述π/4-QPSK解调器基带采样数据最佳采样点的 获取方法中对应于波特率频点的时域函数相位绝对值之和θ_Σ的波形图；

图6是本发明一实施例所述π/4-QPSK解调器基带采样数据最佳采样点的 获取方法中FIFO写入数据、写入脉冲和读出数据、读出脉冲的关系图。

具体实施方式

以下结合附图和具体实施例对本发明作进一步详细说明。根据下面说明和 权利要求书，本发明的优点和特征将更清楚。需说明的是，附图均采用非常简 化的形式且均使用非精准的比率，仅用以方便、明晰地辅助说明本发明实施例 的目的。

本专利利用π/4-QPSK信号的特点，提出了一种确定π/4-QPSK解调器基带 采样数据最佳采样点的方法，包括以下步骤：

对解调器的输入信号进行采样，获取正交基带信号；对正交基带信号的平 方和进行快速傅里叶变换(FFT)，得到相应的频域函数；计算所述频域函数中 对应于波特率频点的相位；根据相位估算采样脉冲与接收信号之间的时延；以 及根据时延最小的原则得到最佳采样点。图2是实现本发明的原理框图。具体 步骤包括：

1.输入信号采样。解调器的输入信号为s(t)，其数学表达如式1所示。s(t) 被频率为f_s的采样信号采样，成为数字信号s’(t)。f_s为输入信号波特率R_i的8 倍，即1个信号波特有8个采样点。

2.产生正交基带信号。s’(t)与正交本振信号sinω₀t和cosω₀t相乘，经匹配 滤波器滤波后，形成正交基带信号如式3所示：

$\left(\begin{array}{c}I\left(t\right)=A^{\prime }\left(t\right)cos(\Delta \omega t+\theta (k)\\ Q\left(t\right)=A^{\prime }\left(t\right)sin(\Delta \omega t+\theta (k)\end{array}\right)$(式3)

式3中，A’(t)是基带幅度函数，取决于输入信号幅度和匹配滤波器的传 输函数，其值为正；Δω＝ω_i-ω₀，由于本振信号的ω₀与输入信号的ω_i基本相 同，Δω通常很小；θ(k)是基带信号的瞬时相位，其定义和取值见式2和表1。 本发明的目的就是在每个波特正交基带信号的8个采样中，选取1个最佳采样 (即眼图的峰值点)作为该波特的采样输出。

3.求正交基带信号平方和。设h(t)为正交基带信号的平方和，表达式如式4：

h(t)＝I²(t)+Q²(t)(式4)

由于I路基带信号的平方I²(t)和Q路基带信号的平方Q²(t)均为实偶函数， 其平方和也为实偶函数。设H(f)是h(t)的傅里叶变换函数，根据傅里叶函数的性 质，H(f)为实偶函数，即相角为0。如果解调器接收信号与原信号相比有时间误 差t₀，根据傅立叶变换的性质，h(t-t₀)的傅立叶变换由式(5)表示：

(式5)

由式(5)式可见，h(t-t₀)的傅里叶变换不再是实偶函数，时域中的时延t₀造成了频域中的相移θ(式6)

θ＝2πft₀(式6)

根据(式6)，可以计算出接收信号与原信号之间的时间误差t₀(式7)。

$t_0=\frac{\theta }{2\pi f}$(式7)

将波特率时钟f_s代入式7，就可以得到对应于解调器波特率时钟f_s的时钟误 差(式8)。

$t_0=\frac{\theta }{2{\mathrm{\pi f}}_s}$(式8)

图(3)是根据式6所绘的|θ|和t₀的关系图。

4.信号延时。正交基带平方和经128位移位寄存器延时，形成16个波特时 长的128时域值h(k)，作为傅里叶变换运算的输入。同时，基带正交信号分别经 过128+4位延时，在后续产生的写脉冲控制下，每波特中8个采样中有1个采 样作为最佳基带采样写入FIFO寄存器(先入先出队列)。

5.傅里叶变换。128个输入的傅里叶变换运算公式如式9：

$H\left(n\right)=H\left(\frac{n}{128}\right)=\underset{k=0}{\overset{127}{\Sigma }}h\left(k\right)e^{-j2\pi nk/128},n=0,1,\mathrm{.....127}$(式9)

式9中，h(k)是时域函数h(t)的离散形式，H(n)是H(f)的离散形式，h(k)是实 数，H(n)是复数。设R_i为波特率、8R_i为采样频率，时域输入函数有128个采样， 采样间隔为1/8R_i秒，时间长度为16个波特(16/Ri秒)。频域输出函数有128 个数值，频率间隔为R_i/16(Hz)，频率范围为+3.9375R_i～-4R_i(Hz)。时域输入 函数与频域输出函数的关系见图4。

6.计算相位和时延。h(k)每左移1位(即1个采样时钟)，进行一次傅里叶变 换运算，输出128个H(k)值。其中H(16)、H(112)是分别对应波特率+R_i、-R_i的 频率分量，根据它们的实部和虚部，可以分别计算出它们的相位(式10)。

$\theta =arctg\left(\frac{a}{b}\right)$(式10)

式10中a是复数的实部，b是复数的虚部，在实现时可以用查表方式取代 三角函数运算。根据θ应用式8可以计算出相应的时钟误差t₀，由于θ和t₀之间 的线性关系，θ最小的采样点就是时钟误差t₀最小的采样点，所以在实际算法 中可以用θ判断最佳采样点，而不用计算t₀。设θ₁是H(16)的相位，θ₂是H(112) 的相位，θ_Σ是它们的绝对值的和(式11)，图5是θ_Σ的波形图。

θ_Σ＝|θ₁|+|θ₂|(式11)

由图5可见，每8个θ_Σ值中，存在一个最小值(理论值为0)，该最小值对 应的采样点，就是该波特中时间误差t₀最小的采样点，即为最佳采样点。

7.最佳采样点的选取。将θ_Σ输入9为移位寄存器，产生θ_Σ1…θ_Σ9，若θ_Σ5为 θ_Σ1…θ_Σ9中的最小值，且θ_Σ1和θ_Σ9均大于8倍的θ_Σ5时，则认为1个波特中的第5 个采样点为该波特中的最佳采样点。当检测到最佳采样点时，输出窄脉冲作为 FIFO寄存器写入脉冲，将延时128+4个采样时钟后的I路、Q路基带采样数据 写入FIFO寄存器。图6是FIFO寄存器写入数据与写入脉冲(上升沿有效)的 关系，可见一个波特8个采样数据中，只有1个最佳采样点数据被写入FIFO寄 存器，其写入频率为等于波特率，是采样频率的1/8。

8.消除数据抖动。由于解调器采样时钟与输入信号时钟之间存在误差，以及 噪声的影响，所选取的最佳采样数据存在抖动，FIFO寄存器的作用是消除这类 数据抖动。FIFO寄存器的读出脉冲是标称频率为波特率的连续时钟序列(上升 沿有效)，在读出时钟控制下FIFO寄存器输出连续的、无抖动的基带信号，FIFO 寄存器读出数据与读出脉冲的关系见图6。FIFO寄存器容量的选择取决于输入 信号与本地时钟的误差、数据传输速率、滑周时间等因素，假如数据为传输速 率为100kb/s的连续数据流、输入信号波特率与解调器波特率时钟误差为1× 10^-5、FIFO寄存器的容量为2K字节，大约1000秒钟出现1次滑周现象，如果 传输数据位突发数据流，则不会出现滑周现象。

本发明提出了一种π/4-QPSK解调器基带采样数据采样点的获取方法，对 π/4-QPSK解调器正交基带信号的平方和进行快速傅里叶变换(FFT)，计算频 域函数中对应于波特率频点的相位，估算采样脉冲与接收信号之间的时延，然 后根据时延最小的原则得到最佳采样点。其具有如下显著优点：

①本发明在低信噪比条件下，仍然有良好的性能。实验证明，在低信噪比 的条件下，仍然能够在每个波特8个采样准确中确定θ_Σ最小的点(即最佳采样 点)，从而得到最佳基带采样数据。

②与传统方式相比，本发明省去了数据帧前为了数据时钟同步而附加的报 头，直接利用数据帧本身实现数据同步，提高了传输效率，适用于突发方式传 输系统的数据恢复。

③本发明所需计算数据量小，算法简单，易于实现。

显然，本领域的技术人员可以对发明进行各种改动和变型而不脱离本发明 的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其 等同技术的范围之内，则本发明也意图包括这些改动和变型在内。