电流型单向DC-DC变换器及对称双PWM加移相控制方法

摘要

本发明公开的一种电流型单向DC-DC变换器及用于对变换器进行控制的对称双PWM加移相控制方法，涉及电流型单向DC-DC变换器及控制方法，属于电力电子领域。本发明的变换器由主电路和控制电路组成；主电路由输入侧和输出侧组成；控制电路包括控制器和驱动电路。本发明还公开用于控制一种电流型单向DC-DC变换器的对称双PWM加移相控制方法。本发明通过低压侧电压vab和高压侧电压vcd之间移相控制环的调节，以及通过低压侧PWM控制环调节开关管占空比，实现减小电流应力和环流损耗以及实现电路输入电流的低纹波运行，减小输入侧开关管电流应力和变换器的环流损耗，实现输出侧半有源全桥开关管的ZVS软开关和二极管的ZCS开关，提高变换器的效率和可靠性。

说明书

技术领域

本发明涉及一种电流型单向DC-DC变换器及用于对变换器进行控制的对 称双PWM加移相控制方法，尤其涉及一种隔离式电流型单向DC-DC变换器及 用于对变换器进行控制的对称双PWM加移相控制方法，属于电力电子领域的 高频开关电源方向。

背景技术

对于燃料电池和光伏发电等电力电子应用场合，有着很宽的输入电压范围， 并希望有尽可能小的输入电流纹波。如果输入电流纹波过大，将会缩短燃料电 池的寿命，光伏组的最大跟踪效率也会受到影响。对DC-DC变换器。高的传递 效率是特别重要的要求。功率器件的零电压开关(ZVS)可以提高变换器效率。 对于实现零电压软开关，移相全桥(PSFB)DC-DC变换器是一种很流行的方法。 但是有一些问题需要被克服。首先，轻载下，滞后桥臂不能实现软开关；其次， 由于变压器漏感引起的占空比丢失在低压输入时特别严重。占空比丢失使得变 换器在正常变比时很难输出额定电压。通过提高变压器变比能够对占空比丢失 进行补偿，但是这会提高输出整流管的电压应力和原边的电流应力。因为耐压 高的二极管有着更高的导通压降，所以这会提高二极管导通损耗，同时原边开 关管的导通损耗也会增大。为了降低副边整流二极管的电压尖峰，需要额外的 箝位电路。所以，在低压输入时移相全桥DC-DC变换器的效率会受到很大限制。 因此，移相全桥DC-DC变换器在低压输入高压输出场合是不适用的。

一种由全桥构成的电压型混合谐振DC-DC变换器在IEEETransactionon industryapplication【电力电子期刊】于2014年发表的“AHybridResonant ConverterUtilizingaBidirectionalGaNACSwitchforHigh-EfficiencyPV Applications”【一种采用GaNAC开关管的混合谐振高效光伏双向变换器】一 文中被提出。变压器漏感既作为谐振电感又作为升压电感。虽然可以实现零电 压开关，但是控制器的结构必须根据输入电压的值在降压(buck)模式和升压 (boost)模式之间切换，会增加设计的难度。IEEETransactiononpower electronics【电力电子期刊】于2015年发表的文献“AFamilyofSoft-Switching DC–DCConvertersBasedonaPhase-Shift-ControlledActiveBoostRectifier”【基 于移相控制有源升压整流的软开关DC-DC变换器族】中的单相移控制使得控制 可以忽视电压的变化，但由于开关管工作在硬开关条件，变换器需要额外的箝 位电路。

升压半桥不仅可以降低输入电流纹波，同时也可以减少附加的启动电路。 使用传统的脉宽控制不能实现在宽输入电压范围内所有开关管的软开关。可以 如IEEETransactiononpowerelectronics【电力电子期刊】于2013年发表的文献 “Anintegratedboostresonantconverterforphotovoltaicapplications”【一种应 用于光伏场合的集成升压谐振电感的变换器】中所述，将变压器漏感设计成与 输入侧箝位电容和输出侧电容谐振的方式，此时输出二极管可以实现零电流开 关(ZCS)，但输入侧的下管会丢失零电压开关(ZVS)。

发明内容

为了克服上述的变换器不能实现全负载范围内软开关、控制器设计复杂、 需额外箝位电路等问题，本发明公开的一种电流型单向DC-DC变换器及用于对 变换器进行控制的对称双PWM加移相控制方法，要解决的技术问题是，能够 减小电流应力和环流损耗以及实现电路输入电流的低纹波运行，减小输入侧开 关管电流应力和变换器的环流损耗，实现输出侧半有源全桥开关管的ZVS软开 关和二极管的ZCS开关，提高变换器的效率和可靠性。

本发明公开的一种电流型单向DC-DC变换器及用于对变换器进行控制的对 称双PWM加移相控制方法。变换器由主电路和控制电路组成；所述主电路由 输入侧和输出侧组成；控制电路包括控制器和驱动电路。基于提出的拓扑，采 用对称双PWM加移相控制方法。通过同时调节占空比及输入侧和输出侧电压之 间的移相角，减小在功率不传递的阶段漏感电流有效值，降低电流造成的电路 通态损耗和环流损耗，同时降低电流峰值，减小功率器件应力。输出侧二极管 可在全范围内实现零电流开关。移相角较小时，利用变压器漏感中偏置电流实 现输出侧开关管的零电压开关，从而保证开关管在全负载范围内实现软开关， 进一步降低电路损耗。经验证，本发明提出的电路拓扑和控制方法能够减小电 流应力和环流损耗以及实现电路输入电流的低纹波运行，能够提高变换器的效 率和可靠性。

本发明的目的是通过下述技术方案实现的。

一种电流型单向DC-DC变换器，主要由主电路和控制电路组成。主电路主 要由输入侧和输出侧构成，输入侧用于将输入的低压进行第一次升压，从而降 低对变压器变比的要求，减小输入侧开关管的电流应力，并且减小输入的纹波； 输出侧用于实现对变压器交流电压的整流，实现额定电压输出；所述的输入侧 包括直流电感(L₁、L₂)和由开关管(Q₁、Q₂、Q_1a、Q_2a)和箝位电容(C_d1、C_d2) 组成的箝位电路，输出侧由半有源全桥和输出电容(C_o)组成，半有源全桥包 括开关管(S₃、S₄)和二极管(D_r1、D_r2)。

连接关系是：输入侧的直流电感L₁和L₂的一端同时和输入电源正极相连， 直流电感L₁和直流电感L₂的另一端分别与升压半桥的中点a和b相连，同时a 点分别与开关管Q_1a的源极、Q₁的漏极、电感L_r一端相连，开关管Q_1a的漏极 与箝位电容C_d1一端连接，开关管Q_2a的漏极连接到箝位电容C_d2一端，开关管 Q₁的源极、开关管Q₂的源极、箝位电容C_d1与箝位电容C_d2的一端连接到输入 电源负极，电感L_r的另一端与变压器Tr原边一端连接，变压器Tr原边另一端 连接到b点；输入侧和输出侧通过变压器Tr产生电气连接；变压器Tr副边的 两端分别连接到半有源全桥的中点c和d，c点与二极管D_r1的阳极和开关管S₃的漏极相连，d点与D_r2的阳极和开关管S₄的漏极相连，二极管D_r1、二极管D_r2的阴极、输出电容C_o的一端都连接到输出负载的一端，开关管S₃、开关管S₄的阴极、C_o的一端同时与负载的另一端相连。

DC-DC变换器控制电路主要由控制器和驱动电路构成；控制器是以DSP 控制器为核心，用于对由传感器采样得到的电压电流采样信号进行转换，并依 据对称双PWM加移相控制方法产生PWM驱动信号，调节占空比及输入侧和 输出侧电压之间的移相角，能够减小功率不传递的阶段漏感电流有效值，降低 电流造成的电路通态损耗和环流损耗，同时降低电流峰值，减小开关管和二极 管应力；使输出侧二极管在全范围内实现零电流开关；移相角较小时，利用变 压器漏感中偏置电流实现输出侧开关管的零电压开关，从而保证开关管在全负 载范围内实现软开关，进一步降低电路损耗。驱动电路用于接收来自控制器的 PWM信号，经过隔离和电压增强后为主电路的开关管(Q₁、Q₂、Q_1a、Q_2a、S₃、 S₄)提供驱动电压。

作为优选，所述开关管(Q₁、Q₂、Q_1a、Q_2a、S₃、S₄)为存在反并联的体二 极管和漏源极的寄生电容的开关管。

用于对一种电流型单向DC-DC变换器控制的对称双PWM加移相控制方 法，包括对称双PWM控制环和移相控制环两个控制环路；具体控制步骤如下：

步骤一：通过低压侧电压v_ab和高压侧电压v_cd之间的移相控制环的调节， 使输入侧电压v_ab波形超前于输出侧电压v_cd相角Φ；在轻载时，使变压器原边 漏感电流在变压器原边电压为零时电流同时保持小值，降低环流损耗，提高系 统的变换效率。所述的小值指远小于漏感电流峰值I_Lr。

输入侧电压v_ab和输出侧电压v_cd之间的移相控制环通过电压传感器采样输 出侧电压V_o的值作为移相控制环的电压反馈，计算电压给定值V_ref与V_o的差值 作为移相控制环电压数字PI调节器1的输入，电压数字PI调节器1的输出经 限幅器限幅后作为移相控制环电流数字PI调节器2的给定；通过电流传感器采 样输入侧电流i_in的值作为移相控制环的电流反馈，计算电流数字PI调节器1给 定值与i_in的差值作为电流数字PI调节器2的输入，电流数字PI调节器2的输 出经限幅器限幅后作为输出侧开关管载波与基准载波的移相角Φ；基准载波V_tr1经载波移相控制器移相180°得到输入侧滞后桥臂载波V_tr2，基准载波V_tr1经载波 移相控制器相移角Φ叠加后得到相位为Φ的载波V_tr3，将V_tr3移相180°后得到输 出侧滞后桥臂载波V_tr4。

步骤二：通过输入侧PWM控制环的调节，调节开关管占空比，使输出电 压在不同输入电压时保持稳定，并使输入侧电压v_ab和输出侧电压v_cd产生相同 的波形，实现输入侧电压v_ab和输出侧电压v_cd的匹配，降低漏感电流峰值，能 够减小输入侧开关管的电流应力；使开关管Q₁、Q₂交错导通，直流电感L₁、L₂上电流有180°相位差，直流电感电流叠加可以降低输入电流纹波。

通过电压传感器采样输入侧箝位电容C_d1和C_d2上的电压V_c(即变压器输 入侧电压v_ab)，与经过计算出来的电压给定V_ref/n，对V_ref/n进行求差后作为PWM 控制环的数字PI调节器3的输入，将PWM控制环数字PI调节器3的输出经限 幅器限幅后得到调节器输出V_m，将V_m与载波载波V_tr1、V_tr2、V_tr3和V_tr4比较， 分别得到开关管Q₁、Q₂、S₃和S₄的PWM驱动信号，将开关管Q₁和Q₂的驱动 信号反向后分别作为开关管Q_1a和Q_2a的PWM驱动信号；因此开关管Q₁、Q₂、 S₃和S₄有相同占空比。所述的n＝N₁：N₂。

有益效果：

1、本发明公开的隔离式电流型单向DC-DC变换器及用于对变换器进行 控制的对称双PWM加移相控制方法，通过对输入侧和输出侧电压都采用PWM 控制，产生相同的等效的PWM宽度，而输出侧和输入侧之间采用移相控制， 以控制功率的方向和大小。其中输入侧和输出侧占空比设计成一致，电压v_ab和 v_cd波形一致，只是v_ab波形超前于v_cd相角并Φ；在轻载时，变压器原边漏感电 流在变压器原边电压为零时电流同时保持小值，降低环流损耗，提高系统的变 换效率。

2、本发明的隔离式电流型单向DC-DC变换器的对称双PWM加移相控制 方法，通过低压侧PWM控制环的调节，调节开关管占空比，使输出电压在不 同输入电压时保持稳定，并使输入侧电压v_ab和输出侧电压v_cd产生相同的波形， 实现输入侧电压v_ab和输出侧电压v_cd的匹配，降低漏感电流峰值，能够减小输 入侧开关管的电流应力。

3、通过本发明的隔离式电流型单向DC-DC变换器的输入侧直流电感对输 入电流的作用，使输入电流的纹波减小，提高燃料电池和光伏组的使用寿命， 提高最大功率跟踪的效果。

附图说明

图1为本发明实施例隔离式单向DC-DC变换器电路结构示意图；

图2为本发明实施例的对称双PWM加移相控制方法框图；

图3a)为本发明实例主要波形图；

图3b)为本发明实例主要波形图。

具体实施方式

下面将结合附图和实施例对本发明加以详细说明，同时也叙述了本发明技 术方案解决的技术问题及有益效果，需要指出的是，所描述的实施例仅旨在便 于对本发明的理解，而对其不起任何限定作用。

一种电流型单向DC-DC变换器，主要由主电路和控制电路组成。如图1所 示，主电路主要由输入侧和输出侧构成，输入侧用于将输入的低压进行第一次 升压，从而降低对变压器变比的要求，减小输入侧MOS管(Q₁、Q₂、Q_1a、Q_2a) 的电流应力，并且减小输入的纹波；输出侧用于实现对变压器Tr交流电压v_cd的整形，实现额定电压输出。所述的输入侧包括直流电感(L₁、L₂)和由MOS 管(Q₁、Q₂、Q_1a、Q_2a)和箝位电容(C_d1、C_d2)组成的箝位电路，输出侧由 半有源全桥和输出电容C_o组成，半有源全桥包括MOS管(S₃、S₄)和二极管(D_r1、 D_r2)。其连接关系是：输入侧的直流电感L₁和L₂的一端同时与输入电源正极相 连，直流电感L₁和直流电感L₂的另一端分别和升压半桥的中点a和b相连，同 时a点分别与MOS管Q_1a的源极、Q₁的漏极、电感L_r一端相连，MOS管Q_1a的漏极与箝位电容C_d1一端连接，MOS管Q_2a的漏极连接到箝位电容C_d2一端， MOS管Q₁的源极、MOS管Q₂的源极、箝位电容C_d1与箝位电容C_d2的一端连 接到输入电源负极，电感L_r的另一端与变压器Tr原边一端连接，变压器Tr原 边另一端连接到b点；输入侧和输出侧通过变压器Tr产生电气连接；变压器Tr 副边的两端分别连接到半有源全桥的中点c和d，c点与二极管D_r1的阳极和MOS 管S₃的漏极相连，d点与二极管D_r2的阳极、MOS管S₄的漏极相连，二极管 D_r1的阴极、二极管D_r2的阴极、输出电容C_o的一端都连接到输出负载的一端， MOS管S₃的阴极、MOS管S₄的阴极、C_o的一端同时与负载的另一端相连。

如图2所示，DC-DC变换器控制电路主要由控制器和驱动电路构成；控制 器是以DSP控制器为核心，用于对由传感器采样得到的电压电流采样信号进行 转换，并依据对称双PWM加移相控制方法产生PWM驱动信号，调节占空比D 及输入侧和输出侧电压之间的移相角Φ，能够减小功率不传递的阶段漏感电流 有效值，降低电流造成的电路通态损耗和环流损耗，同时降低漏感电流i_Lr峰值， 减小MOS管(Q₁、Q₂、Q_1a、Q_2a)的电流应力。如图3a)所示，当移相角Φ<2π(D-0.5) 时，利用变压器漏感中偏置电流实现输出侧MOS管的零电压开关；如图3b)所 示，当移相角Φ>2π(D-0.5)时,漏感电流足以保证输出侧MOS管(S₃、S₄)的零电 压开关，从而保证MOS管(S₃、S₄)能够在全负载范围内实现软开关驱动电路用 于接收来自控制器的PWM信号，经过隔离和电压增强后为主电路的开关管提 供驱动电压。在图3a)和3b)中可以知道在一个周期内，漏感电流i_Lr有两个过 零换向的时刻，在这个时刻输出侧电流i_s同时过零，此时二极管自然关断，从 而实现二极管(D_r1、D_r2)的零电流开关，进一步降低电路损耗。

作为优选，所述MOS管Q₁、Q₂、Q_1a、Q_2a、S₃、S₄为存在反并联的体二极 管和漏源极的寄生电容的MOS管。

如图1所示，i_in为输入侧电流，i_L1、i_L2分别为输入电感L₁、L₂的电流，i_Lr为漏感电流，变换器输出电压为V_o，变压器原边电压为a、b两点之间的电压 v_ab，变压器副边电压为c、d两点之间的电压v_cd。S₃、S₄、Q₁、Q_1a、Q₂、Q_2a分 别代表对应MOS管的门极信号。用于对一种电流型单向DC-DC变换器控制的 对称双PWM加移相控制方法，包括对称双PWM控制环和移相控制环两个控 制环路，其框图如图2所示；具体控制步骤如下：

步骤一：通过输入侧电压v_ab和输出侧电压v_cd之间的移相控制环的调节， 使输入侧电压v_ab波形超前于输出侧电压v_cd相角Φ；在轻载时，使变压器原边 漏感电流i_Lr在变压器原边电压v_ab为零时同时保持小值，能够降低环流损耗， 提高系统的变换效率。所述的小值指远小于漏感电流峰值I_Lr。

输入侧电压v_ab和输出侧电压v_cd之间的移相控制环通过电压传感器采样输 出侧电压V_o的值作为移相控制环的电压反馈，计算电压给定值V_ref与V_o的差值 作为移相控制环电压数字PI调节器1的输入，电压数字PI调节器1的输出经 限幅器限幅后作为移相控制环电流数字PI调节器2的给定；通过电流传感器采 样输入侧电流i_in的值作为移相控制环的电流反馈，计算电流数字PI调节器1给 定值与i_in的差值作为电流数字PI调节器2的输入，电流数字PI调节器2的输 出经限幅器限幅后作为输出侧MOS管载波与基准载波的移相角Φ；基准载波 V_tr1经载波移相控制器移相180°得到输入侧滞后桥臂载波V_tr2，基准载波V_tr1经 载波移相控制器相移角Φ叠加后得到相位为Φ的载波V_tr3，将V_tr3移相180°后得 到输出侧滞后桥臂载波V_tr4。

步骤二：通过输出侧PWM控制环的调节，调节开关管占空比，使输出电 压在不同输入电压时保持稳定，并使输入侧电压v_ab和输出侧电压v_cd产生相同 的波形，实现输入侧电压v_ab和输出侧电压v_cd的匹配，降低漏感电流峰值，能 够减小输入侧MOS管的电流应力；使开关管Q₁、Q₂交错导通，直流电感L₁、 L₂上电流有180°相位差，直流电感电流叠加可以降低输入电流纹波。

通过电压传感器采样输入侧钳位电容C_d1和C_d2上的电压V_c(即变压器输 入侧电压v_ab)，与经过计算出来的电压给定V_ref/n，对V_ref/n进行求差后作为PWM 控制环的数字PI调节器3的输入，将PWM控制环数字PI调节器3的输出经限 幅器限幅后得到调节器输出V_m，将V_m与载波载波V_tr1、V_tr2、V_tr3和V_tr4比较， 分别得到MOS管Q₁、Q₂、S₃和S₄的PWM驱动信号，将Q₁和Q₂的驱动信号 反向后分别作为MOS管Q_1a和Q_2a的PWM驱动信号；因此MOS管Q₁、Q₂、 S₃和S₄有相同占空比。所述的n＝N₁：N₂。

本实施例及其电路拓扑工作过程如下：

变换器上电开始工作后，对于移相控制环，数字运算控制器通过传感器采 样输入侧电流i_in和输出电压V_o作为反馈。V_ref为输出电压给定，计算电压给定 值V_ref与V_o的差值，该差值作为移相控制环电压数字PI调节器1的输入，电压 数字PI调节器1的输出经限幅器限幅后作为移相控制环电流数字PI调节器2 的给定；通过电流传感器采样低压侧电流i_in的值作为移相控制环的电流反馈， 计算电流数字PI调节器1给定值与i_in的差值作为电流数字PI调节器2的输入， 电流数字PI调节器2的输出经限幅器限幅后作为高压侧开关管载波与基准载波 的移相角Φ；基准载波V_tr1经载波移相控制器移相180°得到输入侧滞后桥臂载 波V_tr2，基准载波V_tr1经载波移相控制器移相与移相角Φ叠加后得到相位为Φ的 载波V_tr3，将V_tr3移相180°后得到输出侧滞后桥臂载波V_tr4。

通过数字运算控制器对输入侧箝位电压给定V_ref/n和箝位电压反馈V_c(即两 个电容C_d1和C_d2的电压)进行比较后经过数字PI调节器3和限幅器后得到调 制波V_m，将V_m与载波V_tr1、V_tr2、V_tr3和V_tr4比较，分别得到MOS管Q₁、Q₂、 S₃和S₄的PWM驱动信号，将Q₁和Q₂的驱动信号反向后分别作为MOS管Q_1a和Q_2a的PWM驱动信号；因此MOS管Q₁、Q₂、S₃和S₄有相同占空比。其中， 载波V_tr2滞后V_tr1相位相差180，从而实现Q₁和Q₂的交错开通，降低了输入侧 输入电流的脉动，提高了蓄电池寿命。S₃和S₄滞后于Q₁、Q₂移相角Φ，从而保 证功率的传递的方向是从输入侧到输出侧。

PWM控制环的具体控制信号变化过程如下：当V_c>V_ref/n时，即输入侧箝 位电容电压V_c高于输入侧箝位电容电压给定V_ref/n，此时为了使得变压器输入侧 电压跟随其给定，调节器输出值变小，低压侧开关的占空比降低，使得箝位电 容电压V_c减小，也就是使得变压器输入侧电压v_ab的幅值减小(变压器输入侧 电压v_ab幅值为输入侧箝位电容电压V_c)。同理，当V_c<V_ref/n时，此时变压器低 压侧箝位电容电压V_c低于给定，这时调节器就会增大MOS管的占空比D，使 得变压器输入侧电压v_ab增大，从而实现变压器原边电压与变压器副边电压相匹 配。

通过分析，变换器工作的过程中没有额外的环流阶段，能减小变压器漏感 电流i_Lr峰值，从而较好的降低变换器输入侧的环流损耗，也减小输入侧MOS 管的电流应力。

如图3中所示，当移相角Φ<2π(D-0.5)时，在v_ab和v_cd电压同时为零的时刻， 漏感电流减小到零后，由于输出侧MOS管寄生结电容C_S3和C_S4存储有能量， 此时结电容C_S3或C_S4会和变压器漏感谐振，直到结电容上电压降为零，MOS 管的体二极管导通，从而实现输出侧MOS管的零电压开关。谐振结束后结电容 能量转移到漏感中，所以漏感电流会保持一个小值。当移相角Φ>2π(D-0.5)时， 在v_ab和v_cd电压不存在同时为零的时刻，输出侧电流可以保证输出侧MOS管 的零电压开关。从分析可知，输出侧MOS管可以实现全负载范围内的零电压开 关。如图3中所见，漏感电流i_Lr在一个周期内存在两次下降到零时刻，这个时 刻副边电流i_s也会同时为零，此时输出侧二极管(D_r1、D_r2)没有电流流过，自 然关断，所以二极管可实现零电流关断。通过分析可知，输出侧的所有MOS 管和二极管都可以实现软开关，从而降低了损耗，提高了变换器的效率和可靠 性。

综上，通过本发明提出的对称双PWM加移相控制方法，可以很好对提出 的DC-DC变换器上实现对称双PWM加移相的控制，能够减小输入侧MOS管 电流应力和变换器的环流损耗，实现输出侧半有源全桥MOS的ZVS软开关和 二极管的ZCS开关，提高变换器的效率和可靠性。

以上所述的具体描述，对发明的目的、技术方案和有益效果进行进一步详 细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施例而已，并不用于限 定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同 替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。