基于脉冲电流包络线的开关磁阻电机位置估计方法及系统

摘要

本发明公布了一种基于脉冲电流包络线的开关磁阻电机位置估计方法及系统，属于开关磁阻电机控制技术领域。本发明的方法包括初始化设定、非导通区域脉冲电流包络线提取、导通区域脉冲电流包络线提取、全周期脉冲电流包络线提取以及位置判断等步骤；本发明的系统包括初始化模块、非导通区域脉冲电流包络线提取模块、导通区域脉冲电流包络线提取模块、全周期脉冲电流包络线提取模块以及位置判断模块。本发明的方法和系统简单，能够有效估计电机转子的位置，且不需要增加硬件，通用性强。

说明书

技术领域

本发明涉及一种开关磁阻电机位置估计方法及系统，尤其是一种基于脉冲电流包络线的 开关磁阻电机位置估计方法及系统。

背景技术

在应用领域中，开关磁阻电机需要转子位置信号，目前转子位置信号的获取主要采用直 接位置检测方法，该方法是在电机中专门增设一个位置传感器得到位置信号，典型的有电磁 式、光电式、磁敏式等，其中光电传感器应用最广泛，但这些传统的机械传感器结构复杂， 安装不方便，不仅增加了系统结构的复杂性，同时也降低了系统的可靠性和增加了成本，制 约了开关磁阻电机的广泛应用，特别在高温、灰尘等恶劣环境下，位置传感器又容易出现故 障，这又限制了电机的正常运转。为了克服开关磁阻电机这一弊端，探索一种算法简单、容 易实现、又高可靠性的无位置传感器技术具有十分重要的实际意义。

近年来，国内外学者对开关磁阻电机无位置传感器技术进行了广泛的研究，提出一系列 的位置估计算法，主要有脉冲注入法、磁链/电流法、智能拟合算法、电感模型法以及非导通 相电流波形检测、调制技术等，这些方法是利用电机固有的电、磁等与转子位置相关的信息 间接估计位置信号，但由于算法模型本身设计的局限性，每种方法都存在其适应范围和优缺 点，目前还不能应用到工程系统中，不过随着智能控制、数字信号处理、电力电子等技术的 高速发展，复杂控制算法和高精度的转子位置估计算法得以实现途径可能变为现实。

其中，低速状态下对非导通相注入高频脉冲，通过脉冲电流峰值与电流阀值比较估计位 置信号得到国内外很多学者的研究。分别提出了对前一非导通相注入高频脉冲、后一非导通 相注入高频脉冲和两相非导通相注入高频脉冲三种方法。对前一非导通相注入高频脉冲方法 优点是简单，容易实现，缺点是会产生负转矩。对后一非导通相注入高频脉冲方法优点是提 高了电机换相的精度，并且换相位置在电感刚上升时刻，电感变化率大，脉冲电流峰值变化 量也很大，易于微处理器处理，缺点是在注入脉冲过程中，脉冲电流以电感最小中心位置呈 对称状态，这样在换相过程中还需要判断脉冲电流幅值变化的方向，才能最终判断出换相时 刻。对两相非导通相注入高频脉冲该方法优点是不需要设置电流阀值，不存在受电压和负载 的波动影响，具有一定的鲁棒性，但需要考虑到电机饱和的影响。

发明内容

本发明要解决的技术问题是现有的基于注入高频脉冲的开关磁阻电机位置估计方法需要 设置电流阀值、并且只能实现单步运行，所以在母线电压变化和电机实行变角度控制方式情 况，该位置估计方式失效。

为了解决上述技术问题，本发明提供了一种基于脉冲电流包络线的开关磁阻电机位置估 计方法，包括如下步骤：

步骤1，设定非导通区域注入的高频PWM脉冲信号频率和占空比、导通区域斩波控制方 法中的斩波电流上限i^*以及固定下降时间Δt的值，且高频PWM脉冲信号的高电平时间与固 定下降时间Δt相等；

步骤2，在非导通区域，向非导通相上的开关管发送高频PWM脉冲信号控制信号，并读 取在高频PWM脉冲信号的下降沿采集的脉冲电流的峰值i_peak，再利用读取的脉冲电流的各 个峰值i_peak生成非导通区域的脉冲电流包络线；

步骤3，在导通相区域，判断斩波电流上限i^*与相电流i的大小关系，当斩波电流上限i^*大于等于相电流i时，则将发送的斩波PWM脉冲信号置为1，从而开通开关管，当斩波电流 上限i^*小于相电流i时，则将发送的斩波PWM脉冲信号置为0，从而关断开关管，使斩波 电流的峰值在固定下降时间Δt内降至i_peak，并读取在斩波PWM脉冲信号的上升沿采集的脉 冲电流的峰值i_peak，再利用读取的脉冲电流的各个峰值i_peak生成导通区域的脉冲电流包络 线；

步骤4，将导通区域脉冲电流包络线对称上翻处理，并与非导通区域的脉冲电流包络线 进行“异或”逻辑组合，从而形成与电感曲线成反比的全周期电流峰值包络线曲线，重复步 骤1-4，形成开关磁阻电机全部三相脉冲电流i_A、i_B以及i_C的全周期电流峰值包络线曲线；

步骤5，对开关磁阻电机三相脉冲电流i_A、i_B以及i_C的全周期电流峰值包络线曲线进行 比较运算，由i_A和i_B两相脉冲电流包络线比较得到C相位置信号PC的下降沿和上升沿，由 i_B和i_C两相脉冲电流包络线比较得到A相位置信号PA的下降沿和上升沿，由i_A和i_C两相脉 冲电流包络线比较得到B相位置信号PB的下降沿P1和上升沿P2。

采用全周期脉冲电流包络相比较来估计转子位置信号，与现有注入高频脉冲开关磁阻电 机位置估计技术相比，不需要预先设置电流阀值，也就不存在因母线电压变化而带来电流阀 值失效的问题，具有较好为准确的位置估计精度；采用的算法简单，且不需要增加硬件便可 以实现开关磁阻电机无位置传感器双相控制方式，增加电机起动转矩，通用性强。

作为本发明系统的进一步限定方案，在步骤2和3中，利用多项式拟合法将各个峰值i_peak拟合生成脉冲电流的包络线。由于各个开关磁阻电机本体设计的不同，有可能会在包络线的 交点处存在无包络线相交的区域，也就无法估计出转子的位置信号，针对这种无包络线相交 区域的现象，为了提高本发明方法的通用性，本发明采用了多项式拟合的方法，将无包络线 相交的区域通过拟合的方法将脉冲电流包络线补全，从而可以得到一个完整的全周期脉冲电 流包络线。

本发明还提供了基于脉冲电流包络线的开关磁阻电机位置估计系统，包括初始化模块、 非导通区域脉冲电流包络线提取模块、导通区域脉冲电流包络线提取模块、全周期脉冲电流 包络线提取模块以及位置判断模块；其中，

初始化模块，用于设定非导通区域注入的高频PWM脉冲信号频率和占空比、导通区域 斩波控制方法中的斩波电流上限i^*以及固定下降时间Δt的值，且高频PWM脉冲信号的高电 平时间与固定下降时间Δt相等；

非导通区域脉冲电流包络线提取模块，用于在非导通区域，向非导通相上的开关管发送 高频PWM脉冲信号控制信号，并读取在高频PWM脉冲信号的下降沿采集的脉冲电流的峰 值i_peak，再利用读取的脉冲电流的各个峰值i_peak生成非导通区域的脉冲电流包络线；

导通区域脉冲电流包络线提取模块，用于在导通相区域，判断斩波电流上限i^*与相电流 i的大小关系，当斩波电流上限i^*大于等于相电流i时，则将发送的斩波PWM脉冲信号置 为1，从而开通开关管，当斩波电流上限i^*小于相电流i时，则将发送的斩波PWM脉冲信 号置为0，从而关断开关管，使斩波电流的峰值在固定下降时间Δt内降至i_peak，并读取在斩 波PWM脉冲信号的上升沿采集的脉冲电流的峰值i_peak，再利用读取的脉冲电流的各个峰值 i_peak生成导通区域的脉冲电流包络线；

全周期脉冲电流包络线提取模块，用于将导通区域脉冲电流包络线对称上翻处理，并与 非导通区域的脉冲电流包络线进行“异或”逻辑组合，从而形成与电感曲线成反比的全周期 电流峰值包络线曲线，重复步骤1-4，形成开关磁阻电机全部三相脉冲电流i_A、i_B以及i_C的 全周期电流峰值包络线曲线；

位置判断模块，用于对开关磁阻电机三相脉冲电流i_A、i_B以及i_C的全周期电流峰值包络 线曲线进行比较运算，由i_A和i_B两相脉冲电流包络线比较得到C相位置信号PC的下降沿和 上升沿，由i_B和i_C两相脉冲电流包络线比较得到A相位置信号PA的下降沿和上升沿，由i_A和i_C两相脉冲电流包络线比较得到B相位置信号PB的下降沿P1和上升沿P2。

作为本发明系统的进一步限定方案，在非导通区域脉冲电流包络线提取模块和导通区域 脉冲电流包络线提取模块中，利用多项式拟合法将各个峰值i_peak拟合生成脉冲电流的包络线。

本发明的有益效果在于：(1)采用全周期脉冲电流包络相比较来估计转子位置信号，与 现有注入高频脉冲开关磁阻电机位置估计技术相比，不需要预先设置电流阀值，也就不存在 因母线电压变化而带来电流阀值失效的问题，具有较好为准确的位置估计精度；(2)采用的 算法简单，且不需要增加硬件便可以实现开关磁阻电机无位置传感器双相控制方式，增加电 机起动转矩，通用性强。

附图说明

图1为本发明的位置估计方法流程图；

图2为本发明的开关磁阻电机电感曲线与转子位置关系图；

图3为本发明的电感曲线与脉冲电流包络线关系图；

图4为本发明的导通区域和非导通区域脉冲电流包络线；

图5为本发明的脉冲电流包络线逻辑比较运算电路图。

具体实施方式

如图1所示，本发明的基于脉冲电流包络线的开关磁阻电机位置估计方法，包括如下步 骤：

步骤1，设定非导通区域注入的高频PWM脉冲信号频率和占空比、导通区域斩波控制方 法中的斩波电流上限i^*以及固定下降时间Δt的值，且高频PWM脉冲信号的高电平时间与固 定下降时间Δt相等；

步骤2，在非导通区域，向非导通相上的开关管发送高频PWM脉冲信号控制信号，并读 取在高频PWM脉冲信号的下降沿采集的脉冲电流的峰值i_peak，该脉冲电流的峰值与该位置 相电感值成反比，再利用读取的脉冲电流的各个峰值i_peak生成非导通区域的脉冲电流包络线， 可利用多项式拟合法将各个峰值i_peak拟合生成脉冲电流的包络线；

步骤3，在导通相区域，判断斩波电流上限i^*与相电流i的大小关系，当斩波电流上限i^* 大于等于相电流i时，则将发送的斩波PWM脉冲信号置为1，从而开通开关管，当斩波电流 上限i^*小于相电流i时，则将发送的斩波PWM脉冲信号置为0，从而关断开关管，使斩波 电流的峰值在固定下降时间Δt内降至i_peak，斩波相电流的变化量为i^*-i，斩波控制期间的 斩波电流峰值i_peak与该点位置的相电感值成反比，并读取在斩波PWM脉冲信号的上升沿采 集的脉冲电流的峰值i_peak，再利用读取的脉冲电流的各个峰值i_peak生成导通区域的脉冲电流 包络线，可利用多项式拟合法将各个峰值i_peak拟合生成脉冲电流的包络线；

步骤4，将导通区域脉冲电流包络线对称上翻处理，并与非导通区域的脉冲电流包络线 进行“异或”逻辑组合，从而形成与电感曲线成反比的全周期电流峰值包络线曲线，重复步 骤1-4，形成开关磁阻电机全部三相脉冲电流i_A、i_B以及i_C的全周期电流峰值包络线曲线；

步骤5，对开关磁阻电机三相脉冲电流i_A、i_B以及i_C的全周期电流峰值包络线曲线进行 比较运算，由i_A和i_B两相脉冲电流包络线比较得到C相位置信号PC的下降沿和上升沿，由 i_B和i_C两相脉冲电流包络线比较得到A相位置信号PA的下降沿和上升沿，由i_A和i_C两相脉 冲电流包络线比较得到B相位置信号PB的下降沿P1和上升沿P2。

本发明还提供了基于脉冲电流包络线的开关磁阻电机位置估计系统，包括初始化模块、 非导通区域脉冲电流包络线提取模块、导通区域脉冲电流包络线提取模块、全周期脉冲电流 包络线提取模块以及位置判断模块；其中，

初始化模块，用于设定非导通区域注入的高频PWM脉冲信号频率和占空比、导通区域 斩波控制方法中的斩波电流上限i^*以及固定下降时间Δt的值，且高频PWM脉冲信号的高电 平时间与固定下降时间Δt相等；

非导通区域脉冲电流包络线提取模块，用于在非导通区域，向非导通相上的开关管发送 高频PWM脉冲信号控制信号，并读取在高频PWM脉冲信号的下降沿采集的脉冲电流的峰 值i_peak，该脉冲电流的峰值与该位置相电感值成反比，再利用读取的脉冲电流的各个峰值i_peak生成非导通区域的脉冲电流包络线，可利用多项式拟合法将各个峰值i_peak拟合生成脉冲电流 的包络线；

导通区域脉冲电流包络线提取模块，用于在导通相区域，判断斩波电流上限i^*与相电流 i的大小关系，当斩波电流上限i^*大于等于相电流i时，则将发送的斩波PWM脉冲信号置 为1，从而开通开关管，当斩波电流上限i^*小于相电流i时，则将发送的斩波PWM脉冲信 号置为0，从而关断开关管，使斩波电流的峰值在固定下降时间Δt内降至i_peak，斩波相电流 的变化量为i^*-i，斩波控制期间的斩波电流峰值i_peak与该点位置的相电感值成反比，并读取 在斩波PWM脉冲信号的上升沿采集的脉冲电流的峰值i_peak，再利用读取的脉冲电流的各个 峰值i_peak生成导通区域的脉冲电流包络线，可利用多项式拟合法将各个峰值i_peak拟合生成脉 冲电流的包络线；

全周期脉冲电流包络线提取模块，用于将导通区域脉冲电流包络线对称上翻处理，并与 非导通区域的脉冲电流包络线进行“异或”逻辑组合，从而形成与电感曲线成反比的全周期 电流峰值包络线曲线，重复步骤1-4，形成开关磁阻电机全部三相脉冲电流i_A、i_B以及i_C的 全周期电流峰值包络线曲线；

位置判断模块，用于对开关磁阻电机三相脉冲电流i_A、i_B以及i_C的全周期电流峰值包络 线曲线进行比较运算，由i_A和i_B两相脉冲电流包络线比较得到C相位置信号PC的下降沿和 上升沿，由i_B和i_C两相脉冲电流包络线比较得到A相位置信号PA的下降沿和上升沿，由i_A和i_C两相脉冲电流包络线比较得到B相位置信号PB的下降沿P1和上升沿P2。

下面结合附图对本发明的原理进行介绍：

如图2所示，为三相12-8型结构开关磁阻电机A、B、C三相电感曲线与转子三相位置 信号PA、PB、PC关系图；开关磁阻电机转子和定子的材质均匀，结构完全对称，各相绕组 完全相同，则各相绕组对于转子位置的电磁特性曲线即具有严格的周期性，而且又关于最小 电感位置对称，不同相绕组的电磁特性除了空间上有特定相位差外，无其它差别。从图2可 以看出，每两相电感曲线交点对应某一相位置信号的边沿跳变，电感上升区为导通区域，电 感下降区为非导通区域。A相和C相脉冲电流包络线的两个交点P1、P2分别对应B相转子 位置信号的边沿时刻，由于脉冲电流的峰值与该位置的相电感值成反比，所以P1点对应B 相电感的最大位置，P2点对应B相电感的最小位置，并且P1、P2之间的区域正好为B相电 感下降区域，所以可以通过比较A、C相脉冲电流包络线值的大小，判断出B相半周期导通 的位置信号。类似的，A相和C相的位置信号也可以通过脉冲电流包络线比较得到。

在非导通区域通过注入高频PWM脉冲信号控制功率变换器的开关管，在导通区域通过 固定斩波时间控制方法产生斩波PWM信号控制功率变换器的开关管，从而控制了相绕组的 导通与关断；因此在开关磁阻电机的一个电感全周期内，存在若干个高频脉冲信号，非导通 区域在每个高频脉冲信号下降沿时刻提取脉冲电流峰值，导通区域在每一个高频脉冲信号上 降沿时刻提取脉冲电流峰值，从而可以形成全周期脉冲电流包络线曲线。

因为脉冲信号频率很高，所以得到的脉冲电流的峰值相对小，这样可以忽略电机电磁饱 和、相间互感，如果不考虑铁心的磁滞损耗和涡流损耗和绕组等效电阻压降等，开关磁阻电 机相电压方程可以简化为：

$U=Ri+L\left(\theta \right)\frac{di}{dt}+i\omega \frac{dL\left(\theta \right)}{d\theta }---\left(1\right)$

电机处于静止或低速状态下，旋转电动势近似为零，由于脉冲电流相对小，忽略绕组压 降，式(1)简化为：

$U=L\left(\theta \right)\frac{di}{dt}---\left(2\right)$

进一步推导可得：

$L\left(\theta \right)=U\frac{\Delta t}{\Delta i}---\left(3\right)$

式中，Δt为开关管导通时间，即为脉冲宽度，由式(3)可以看出，在母线电压和注入 的高频脉冲信号的脉冲宽度恒定的情况下，相电感值与相电流脉冲电流峰值成反比，如图3 所示。这样就可以将电感曲线交点对应转子位置信号边沿的关系等同于脉冲电流包络线交点 对应转子位置信号边沿的关系了。

当导通相开关管关断，相电流通过二极管开始续流，在此期间，如果注入脉冲，会产生 负转矩，并且延长相电流续流时间所以要在相电流变为零时，开始注入脉冲，这样就会形成 如图4中续流I区域没有相电流峰值包络线。当导通相开关管开通，相电流开始上升，上升 的时间受电流斩波限i^*影响，此上升时间比固定斩波时间Δt大，所以，也有可能会形成如图 4中II区域没有相电流峰值包络线。本发明是通过三相电流峰值包络线比较估计转子位置信 号，对于以上两种情况，由电机本体设计的不同，也有可能会有包络线的交点处在I区域和 II区域，这样无包络线相交，也就无法估计出转子的位置信号，针对这种现象，为了提高该 方法的通用性，本发明采用多项式拟合的方法，将I和II区域脉冲电流包络线补全，从而可 得到完整的全周期脉冲电流包络线。

如图5所示，i_{A_peak}、i_{B_peak}、i_{C_peak}为三相开关磁阻电机三相脉冲电流峰值，分别来 自三相脉冲电流包络线，将i_{A_peak}、i_{B_peak}、i_{C_peak}通过图5中的比较逻辑运算电路估计出 三相开关磁阻电机位置信号PA、PB、PC。如：i_{A_peak}、i_{C_peak}两相脉冲电流包络线比较得 到B相位置信号PB的下降沿P1和上升沿P2，由图2可以看出，i_{A_peak}、i_{B_peak}两相脉冲 电流包络线比较得到C相位置信号PC的下降沿和上升沿，i_{B_peak、}i_{C_peak}两相脉冲电流包 络线比较得到A相位置信号PA的下降沿和上升沿。