一种具有增强电压特性半桥全桥混合型的MMC拓扑

摘要

本发明公开了一种具有增强电压特性半桥全桥混合型的MMC拓扑，其包括联接变压器、全波整流桥、上桥臂半桥区Zp1、上桥臂全桥区Zp2、下桥臂半桥区Zn1、下桥臂全桥区Zn2以及预充电开关K3，其中，联接变压器的一侧连接三相交流进线，其另一侧形成第一电压源和第二电压源，所述上桥臂半桥区Zp1和下桥臂半桥区Zn1均由N个半桥子模块串联而成，所述上桥臂全桥区Zp2和下桥臂全桥区Zn2均由K个全桥子模块串联而成，其中，N和K均为正整数且K≥N。本发明采用半桥、全桥子模块混合调制交流直流电压，能提高直流电压降低直流电流以及关断直流故障电流，达到增强电压特性以及故障穿越的目的。

说明书

技术领域

本发明涉及一种柔性直流输电系统，具体涉及具有增强电压特性半桥全桥 混合型的MMC拓扑。

背景技术

如图1所示，现有的三相模块化多电平换流器(MMC)各相上、下桥臂投 入运行的子模块(电压值为U_c)总数是一个定值N，三相并联从而获得直流电 压为N·U_c；通过对各相这N个子模块在上、下桥臂之间进行动态分配，可以调 制出三相交流电压u_va、u_vb、u_vc，如图2所示。

MMC具有开关频率低损耗小、可单独调节有功无功功率、输出滤波器容量 小、电压谐波畸变率小、无换相失败、易于模块化设计、可靠性高等众多优点， 因此得到越来越多的工程应用，但受其原理限制存在较多问题，如需要电容电 压平衡控制和相间环流抑制导致控制系统复杂；所需子模块数量较多且正常运 行时只有一半数量投入送电，导致投资成本高、子模块利用率低；子模块为带 续流二极管的半桥，故障时无法关断直流，必须闭锁换流器同时跳开交流断路 器来保护换流器，电力传输被迫中断；需三相平衡运行，缺相时会有较大的谐 波分量进入直流侧,不可非健全运行。

发明内容

针对现有技术的不足，本发明的目的在于提供一种具有增强电压特性半桥 全桥混合型的MMC拓扑，其采用半桥、全桥子模块混合调制交流直流电压， 能提高直流电压降低直流电流以及关断直流故障电流，达到增强电压特性以及 故障穿越的目的。

为了实现上述目的，本发明采取的技术方案是：

一种具有增强电压特性半桥全桥混合型的MMC拓扑，其包括联接变压器、 全波整流桥、上桥臂半桥区Zp1、上桥臂全桥区Zp2、下桥臂半桥区Zn1、下桥 臂全桥区Zn2以及预充电开关K3，其中，联接变压器的一侧连接三相交流进线， 其另一侧形成第一电压源和第二电压源，所述上桥臂半桥区Zp1、上桥臂全桥区 Zp2、下桥臂全桥区Zn2和下桥臂半桥区Zn1依次串联，且上桥臂半桥区Zp1 远离上桥臂全桥区Zp2的一端连接至正极直流母线，所述下桥臂半桥区Zn1远 离下桥臂全桥区Zn2的一端连接至负极直流母线；所述全波整流桥为两个，所 述第一电压源的两个输出端对应连接第一全波整流桥的两个输入端，该第一全 波整流桥的两个输出端连接于上桥臂半桥区Zp1的两端，所述第二电压源的两 个输出端对应连接第二全波整流桥的两个输入端，该第二全波整流桥的两个输 出端连接于下桥臂半桥区Zn1的两端，所述上桥臂全桥区Zp2、下桥臂全桥区 Zn2之间接地；所述预充电开关K3的一端连接于下桥臂半桥区Zn1和负极直流 母线之间，另一端连接于上桥臂半桥区Zp1和正极直流母线之间；所述上桥臂 半桥区Zp1和下桥臂半桥区Zn1均由N个半桥子模块串联而成，所述上桥臂全 桥区Zp2和下桥臂全桥区Zn2均由K个全桥子模块串联而成，其中，N和K均 为正整数且K≥N。

所述联接变压器包括由第一初级绕组与其对应的第一次级绕组组成的第一 变压器、由第二初级绕组与其对应的第二次级绕组组成的第二变压器、以及第 三初级绕组与其对应的第三次级绕组组成的第三变压器；其中第一初级绕组、 第二初级绕组以及第三初级绕组的首端分别连接于a相交流进线、b相交流进线 以及c相交流进线，三者的尾端连接在一起；所述第一次级绕组的首尾两端形 成第一电压源的两个输出端；所述第二次级绕组的尾端与第三次级绕组的首端 相连，第二次级绕组的首端与第三次级绕组的尾端形成第二电压源的两个输出 端。

在第一次级绕组的首端或尾端串接一限流电阻R_lim1，该限流电阻R_lim1并与 一旁路开关S_lim1并联，在第二次级绕组的首端或第三次级绕组的尾端串接一限 流电阻R_lim2，该限流电阻R_lim2并与一旁路开关S_lim2并联。

在第一全波整流桥的任意输入端或输出端上连接一电感L₀₁，在第二全波整 流桥的任意输入端或输出端上连接一电感L₀₂。

所述半桥子模块包括开关管T1、开关管T2、反向并联二极管D1、反向并 联二极管D2以及第一电容，其中，所述开关管T1和开关管T2串联，反向并 联二极管D1、反向并联二极管D2分别并接于开关管T1和开关管T2的两端， 第一电容的正、负极分别连接与反向并联二极管D1的负极和反向并联二极管 D2的正极。

所述开关管T1的集电极和发射极分别与反向并联二极管D1的负极和正极 相连，所述开关管T2的集电极和发射极分别与反向并联二极管D2的负极和正 极相连，开关管T1的发射极还与开关管T2的集电极相连。

所述开关管T1和开关管T2均为IGBT或IEGT管，所述IGBT或IEGT管 的门极与一信号控制源连接。

所述全桥子模块包括共用一第二电容的两个半桥子模块，且该共用一第二 电容的两个半桥子模块相对于第二电容轴对称。

具有增强电压特性半桥全桥混合型的MMC(简称HF-MMC)具有以下优 点：

(1)具有传统MMC的普遍优点，如开关频率低损耗小、可单独调节有功 无功功率、易于模块化设计、可靠性高等。

(2)采用半桥、全桥子模块混合调制交流直流电压，能提高直流电压降低 直流电流以及关断直流故障电流，达到增强电压特性以及故障穿越的目的。

(3)交流三相电压采用特殊连接方式，形成两路相同波形的电压接入同一 个桥臂，没有采用三个桥臂并联运行的方式，不会形成相间环流从而降低控制 难度。

(4)提高了子模块的利用率，比传统MMC少用一半子模块从而有效降低 投资成本。

附图说明

图1为现有的三相模块化多电平换流器(MMC)的结构示意图；

图2为图1中电压调制逼近示意图；

图3为本发明一种具有增强电压特性半桥全桥混合型的MMC拓扑 (HF-MMC)的结构示意图；

图4为图3中电压调制逼近示意图；

图5为全波整流桥的结构示意图；

图6为半桥子模块的结构示意图；

图7为全桥子模块的结构示意图；

图8为半桥子模块的三种工况示意图；

图9为全桥子模块的四种工况示意图；

图10为本发明HF-MMC输送功率的原理图；

图11为本发明HF-MMC中半桥和全桥预充电原理示意图；

图12为本发明HF-MMC中全桥子模块反投入以直流充电的原理图。

具体实施方式

下面结合具体实施方式对本发明作进一步的说明。

HF-MMC可以用作整流或逆变，其交流侧与直流侧均采用特殊连接方式， 其中交流侧采用联接变压器实现三相交流进线与换流器的隔离，直流侧采用半 桥和全桥子模块的混合结构，具体如图3所示。

1、交流侧拓扑结构

三相交流进线a、b、c经联接变压器与换流器进行隔离。联接变压器连接交 流进线一侧三相采用Y接，连接换流器一侧可分离出a、b、c的相电压。其中a 的相电压形成一路电压源u_AB，而b、c相首尾相接形成另一路电压源u_DC。由于 三相电压相位差120°，因此这两路电压源的电压波形反相(相位差180°)。设三 相电压为：

由此可知

考虑到预充电电流较大，因此在两路电压源u_AB、u_CD中分别串联限流电阻 R_lim，并以旁路开关S_lim各自与R_lim并联。

2、直流侧拓扑结构

如图3所示，换流器直流侧桥臂主要由四个区域组成，分别是：

上桥臂半桥区Zp1，由N个半桥子模块(half-SM或h-SM)串联而成；

上桥臂全桥区Zp2，由K个全桥子模块(full-SM或f-SM)串联而成；

下桥臂全桥区Zn2，由K个全桥子模块(full-SM或f-SM)串联而成；

下桥臂半桥区Zn1，由N个半桥子模块(half-SM或h-SM)串联而成；

上下桥臂成对称结构(K≥N)，Zp2与Zn2之间的连接线接地钳位，正负两 极直流母线可通过闭合预充电开关进行短路。

u_AB和u_CD通过全波整流桥后，正弦波的负电压波形变正电压，得到周期为 π的直流电压U_EF和U_IH分别通过电感L₀接入Zp1和Zn1。

根据传统MMC有功及无功传送原理，只要换流器桥臂上Zp1和Zn1调制 出与U_EF、U_IH存在一定功角δ、幅值与不相等的电压波形，就可以按需控制 有功及无功的输送，U_GF＝U_IJ＝|N·U_C·sin(ωt-δ)|(调制波形滞后δ)，U_GJ＝2U_dc＝2K·U_C(与全波整流桥配合形成直流电压)。

3、全波整流桥

如图5所示，两个二极管同向串联构成一组，两组并联构成全波整流桥。 串联二极管的连接点作为输入端，连接交流电压源；两组二极管共阴极和共阳 极连接点作为输出端，通过电感L₀接入Zp1或Zn1(通过电感L₀₁接入Zp1，通 过电感L₀₂接入Zn1，当然，电感L₀也可以接于全波整流桥的输入端)，实现将 交流电压u_AB和u_CD的负电压波形变成正电压

4、半桥子模块(h-SM)

如图6所示，1个IGBT(T_x)与1个反向并联二极管(D_x)为一组，两组 串联再与一个电容并联则构成半桥子模块(half-SM，简称h-SM)。两组串联的 连接点和电容器的一个端点(假设为下端点)作为h-SM对外的输入输出端。

如图8所示，h-SM有3种工况，分别是闭锁、投入、旁路。假设上桥为T₁和D₁，下桥为T₂和D₂，则：

①当T₁、T₂均关断，电流正反向通路不同，对外电压为0，此为闭锁状态；

②当T₁开通、T₂关断，电流通过T₁和D₁对电容充放电，正反向通路相同， 对外电压为+U_c，此为投入状态；

③当T₁关断、T₂开通，电流通过T₂和D₂将电容旁路，正反向通路相同， 对外电压为0，此为旁路状态。

由此可见，h-SM不能提供反电压–U_c，但能阻止电容接入通路。

5、全桥子模块(f-SM)

如图7所示，全桥子模块(full-SM，简称f-SM)就是两个半桥子模块h-SM 共用一个电容器，且关于电容器成轴对称的结构。两个半桥各自的串联连接点 为f-SM对外的输入输出端。

如图9所示，f-SM有4种工况，分别是正投入、反投入、旁路、闭锁。假 设左上桥为T₃和D₃，左下桥为T₄和D₄，右上桥为T₅和D₅，右下桥为T₆和D₆则：

①当T₃、T₆合上且T₄、T₅断开时，电流正反可流通，对外电压为+U_c，此 为正投入状态；

②当T₄、T₅合上且T₃、T₆断开时，电流正反可流通，对外电压为–U_c，此 为反投入状态；

③当T₄、T₆合上且T₃、T₅断开时，电流正反可流通，对外电压为0，此为 旁路状态；

④当T₃、T₄、T₅、T₆均断开，电流不可流通，对外电压为0，此为闭锁状态。

由此可见，f-SM可提供正反电压±U_c，且能阻止电容接入通路。

6、有功无功输送原理

如图10所示，HF-MMC输送功率原理与交流电网输送功率原理相类似。换 流器桥臂上与交流电网相连的区域Zp1、Zn1调制出半正弦电压波形，使之与 U_EF、U_IH的相位和幅值存在一定差异，就可与交流电网进行有功和无功交换。

不妨假设Zp1调制出的电压波形幅值为N·U_C，比交流电网的电压波形滞后 一个角度δ，则交流电网输送的有功及无功为：

Zp1、Zn1上下两路同时送功率为2P和2Q，调节功角δ和投入的模块数N， 即可改变输送的有功及无功。

直流侧功率等于交流输送的功率，但直流侧电压不等于2N·U_C，而是等于 2K·U_C，这是因为半桥区和全桥区可互相配合，使直流侧正负极间投入的子模块 数量恒等于2K个，因此用功率计算直流电流时应按2K·U_C计算。

7、HF-MMC工作原理和控制方法

HF-MMC与传统MMC的有功及无功传送原理类似，只要换流器桥臂上Zp1 和Zn1调制出与U_EF、U_IH存在一定功角δ、幅值与不相等的电压波形，就可 与交流电网进行有功和无功交换。

然而与传统MMC不同的是，HF-MMC在上下桥臂间加入2K个f-SM，从 而分离出上下两路调制电路，由此：

①可以将交流a、b、c三相分成两路接入同一个桥臂的Zp1和Zn1，不是三 相的三个桥臂并联，从而不会产生相间环流；

②2K个f-SM可以产生反电压–U_c，从而快速关断直流故障电流；

③传统MMC三个桥臂需要12N个h-SM产生2U_dc，而HF-MMC只有一个 桥臂，只需相当于6N个h-SM(2N个h-SM、2N个f-SM)就可产生2U_dc，可 节省一半器件。

④可以增加f-SM的数量K，从而增强直流电压，减低直流电流。

为实现以上功能，HF-MMC各阶段的控制方法具体如下：

7.1、预充电控制

如图11的左部分所示，HF-MMC给电容器预充电时需投入限流电阻R_lim， 利用交流电压u_AB、u_CD对h-SM及f-SM逐一进行预充电。

7.1.1、首先进行上下桥臂半桥区Zp1、Zn1预充电。两区域互相独立，可以 同时进行逐一预充电。每次各自投入预充电的1个h-SM，采取闭锁的状态(T₁关断、T₂关断)，其余采取旁路的状态(T₁关断、T₂开通)，直至上下共2N个 h-SM全部充满电。

7.1.2、然后进行上下桥臂全桥区Zp2、Zn2预充电。由于上下两路交流回路 不通过Zp2、Zn2，因此需借助直流侧闭合预充电开关，通过直流电流对Zp2、 Zn2预充电，具体做法是：可以先闭锁Zp1、Zn1的所有h-SM(T₁关断、T₂关 断)，再闭合直流侧预充电开关，此时上下两路电压源(波形相同)与Zp2、Zn2 形成串联的回路。因两区域串联，每次只能正向投入1个f-SM进行预充电，其 余进行旁路，直至上下共2K个f-SM全部充满电，如图11的右部分所示。预充 电结束后，HF-MMC可以投入运行送功率。

7.2、电平逼近和反投入直流充电策略

7.2.1、电平逼近：根据需调制的电压波形，采用电平逼近(NLM)的方式， 按需投退相应的h-SM和f-SM，如图4所示。其原理与传统MMC类似，只是N 个半桥模块可以全部用来调制出电压幅值N·U_C而不是只投一半数量器件，从而 更充分利用h-SM。

由于上下两路的电压波形一致，因此可知上下半桥区域同时投退h-SM，所 以对于直流侧每次电压变化为±2·U_C。为了抵消这2·U_C的电压变化达到输出恒定 直流电压的目的，f-SM相应需进行相反操作。

以Zp1、Zn1均投入1个电容C为例(会产生﹢2·U_C的电压变化)，Zp2(或 Zn2)需将某个本来正投入的f-SM改为反投入，则相当于产生-2·U_C的电压变化， 正好抵消Zp1、Zn1均投入1个电容所来带的直流电压变化，让直流电压保持为 2K·U_C，反之亦然。

7.2.2、f-SM反投入以直流充电策略：f-SM正投改反投的控制策略十分重要， 不仅仅是为了稳定直流电压，而且可以让反投的f-SM进行直流充电。

如图12所示，本来Zp2、Zn2的f-SM没有与交流两路电压形成回路，不能 充电，如果一直在正投入的状态，放电完毕就不能起到电压支撑的作用。只有 通过直流电流，让某个本来正投入的f-SM(选择电压较低的)反投入，则可以 对其重新进行充电，充满则可将其旁路，留作后面正投入使用。

由此可见，f-SM反投入巧妙利用直流电流进行充电，由此可将交流的能量 储存在电容器中，并可起到调节、稳定、增强直流电压的作用。

7.2.3、总体策略：由此，Zp1、Zn1可直接通过交流充电，而Zp2、Zn2则 通过反投入以直流电流进行充电；Zp1、Zn1按目标调制波投退h-SM，而Zp2、 Zn2则进行抵消操作(正投入或反投入)，从而调节、稳定、增强直流电压为2K·U_C。

7.3、断开故障直流电流

Zp2、Zn2区域均为f-SM，可以令子模块电压随时反相，从而在故障发生时 可以将直流侧的能量快速向交流侧释放，达到快速降低并断开直流电流的作用。 设计上使K≥N，则可以让全桥完全抵消半桥产生的电压。

7.4、增强直流电压

设计上使三相交流电压分成两路接入HF-MMC，中间加入Zp2、Zn2可以 自由增加f-SM的数量K，从而提升直流电压的幅值2K·U_C，相当于增加了一个 调节直流电压的自由度。增强直流电压的一个好处就是可以降低直流电流，这 是因为交流侧输送的有功是由半桥区确定的，全桥区与交流侧无直接连接，增 强直流电压不会增加输送的功率，会降低直流电流，对于通流能力有限的IGBT 是十分有利的。

上列详细说明是针对本发明可行实施例的具体说明，该实施例并非用以限 制本发明的专利范围，凡未脱离本发明所为的等效实施或变更，均应包含于本 案的专利范围中。