一种大容量高频变压器寄生电容的测量方法

摘要

本发明提供了一种大容量高频变压器寄生电容的测量方法，包括步骤1：通过信号发生器向高频变压器施加频率可变的激励信号，示波器采集所述高频变压器一次侧绕组的电压信号和电流信号；步骤2：依据示波器显示的电压信号和电流信号的李萨如图形，获取高频变压器的自然谐振频率；步骤3：计算高频变压器一次侧绕组的励磁电感Lm和二次侧绕组的漏感Ls；步骤4：计算高频变压器的寄生电容。与现有技术相比，本发明提供的一种大容量高频变压器寄生电容的测量方法，无需借助阻抗分析仪、网络分析仪等精密设备，通过简单的电压、电流测量即可方便有效的提取大容量高频变压器的寄生电容，有助于研究大容量高频变压器的寄生参数效应、改善宽频特性。

说明书

技术领域

本发明涉及电路系统分析技术领域，具体涉及一种大容量高频变压器寄生电容的测量方 法。

背景技术

随着可再生能源发电的蓬勃发展，电力系统对直流母线互联的需求日益增长。然而，受 限于交流系统对直流电能的消纳能力，传统的电力装备、电网结构和运行技术等在接纳大规 模可再生能源方面越来越力不从心。直流电网技术可以对大规模直流电能进行传输和灵活控 制，是解决这一问题的有效途径。含有变压器磁耦合的大容量DC-DC变换器可以实现直流电 能的电压等级变换，是建立和发展直流电网的关键装备。其中大容量高频变压器可以在进行 电压变换的同时实现系统两端的电气隔离，因而获得了广泛关注。

与传统的50/60Hz交流电力变压器不同，大容量高频变压器的工作频率工作在几十甚至 上百千赫兹，可以有效降低变压器的体积和重量。然而，随着工作频率的提高，与变压器结 构、尺寸密切相关的漏电感和寄生电容会对高频变压器的运行及其与两侧电力电子结构间的 相互配合产生显著影响，寄生参数效应已经成为大容量高频变压器研究的关键问题。针对一 台制造完成的大容量高频变压器，可以在无需知道变压器内部结构的情况下通过外部实验测 量获得寄生参数。然而，现有的寄生电容提取方法需要借助于阻抗分析仪等精密仪器对变压 器进行扫频测量，对测量设备和实际操作有很高的要求。目前缺乏大容量高频变压器寄生电 容的简易测量方法。

发明内容

为了满足现有技术的需求，本发明提供了一种大容量高频变压器寄生电容的测量方法。

本发明的技术方案是：

所述高频变压器中一次侧绕组与二次侧绕组的变比为1:n，所述方法包括：

步骤1：通过信号发生器向高频变压器施加频率可变的激励信号，示波器采集所述高频 变压器一次侧绕组的电压信号和电流信号；

步骤2：依据所述示波器显示的所述电压信号和电流信号的李萨如图形，获取所述高频 变压器的自然谐振频率；所述自然谐振频率包括高频变压器二次侧开路时的并联谐振频率f₁和串联谐振频率f₂，以及高频变压器二次侧短路时的并联谐振频率f₃；

步骤3：计算所述高频变压器一次侧绕组的励磁电感L_m和二次侧绕组的漏感L_s；

步骤4：依据所述自然谐振频率、励磁电感L_m和漏感L_s计算所述高频变压器的寄生电容； 所述寄生电容包括所述一次侧绕组的自电容C₁、二次侧绕组的自电容C₂，以及一次侧绕组与 二次侧绕组间电容C₃。

优选的，所述步骤2中依据李萨如图形获取高频变压器的自然谐振频率包括：

步骤21：将高频变压器二次侧开路，控制所述信号发生器由低频向高频逐步扫频，当所 述李萨如图形第一次显示为一条直线时高频变压器发生并联谐振，则将李萨如图形第一次显 示为一条直线时信号发生器的输出频率作为并联谐振频率f₁；

当所述李萨如图形第二次显示为一条直线时高频变压器发生串联谐振，则将李萨如图形 第二次显示为一条直线时信号发生器的输出频率作为串联谐振频率f₂；

步骤21：将高频变压器二次侧短路，控制所述信号发生器由所述低频向高频逐步扫频， 当所述李萨如图形显示为一条直线时高频变压器发生并联谐振，则将李萨如图形显示为一条 直线时信号发生器的输出频率作为并联谐振频率f₃；

优选的，高频变压器二次侧开路时并联谐振频率f₁的计算公式为：

$f_1=\frac{1}{2\pi \sqrt{L_m(C_1+n^2{C}_2+{(n-1)}^2{C}_3)}}---\left(1\right)$

高频变压器二次侧开路时串联谐振频率f₂的计算公式为：

$f_2=\frac{1}{2\pi \sqrt{L_s(C_2+C_3)}}---\left(2\right)$

高频变压器二次侧短路时并联谐振频率f₃的计算公式为：

$f_3=\frac{1}{2\pi \sqrt{L_s(C_1+C_3)/n^2}}---\left(3\right);$

优选的，所述步骤3中计算高频变压器一次侧绕组的励磁电感L_m和二次侧绕组的漏感L_s 包括：

步骤31：将高频变压器二次侧开路，控制所述信号发生器由低频向高频逐步扫频，采集 低频时信号发生器输出的电压u_o和电流i_o；将高频变压器二次侧短路，控制所述信号发生器 由所述低频向高频逐步扫频，采集低频时信号发生器输出的电压u_s和电流i_s；

步骤32：依据高频变压器二次侧开路时的输入阻抗模型Z_o计算所述励磁电感L_m，依据 高频变压器二次侧短路的输入阻抗模型Z_s计算所述漏感L_s；

优选的，所述输入阻抗模型Z_o的表达式为：

$\left(\begin{array}{c}{Z}_o=\frac{u_o}{i_o}\\ Z_o=R_m+{\mathrm{j\omega L}}_m\end{array}\right)---\left(4\right)$

所述输入阻抗模型Z_s的表达式为：

$\left(\begin{array}{c}{Z}_s=\frac{u_s}{i_s}\\ Z_s=R_s+j\omega \frac{L_s}{n^2}\end{array}\right)---\left(5\right)$

其中，R_m为高频变压器的磁芯损耗等效电阻，R_s为归算到一次侧的绕组电阻，ω为角频 率。

与最接近的现有技术相比，本发明的优异效果是：

本发明提供的一种大容量高频变压器寄生电容的测量方法，无需借助阻抗分析仪、网络 分析仪等精密设备，通过简单的电压、电流测量即可方便有效的提取大容量高频变压器的寄 生电容，有助于研究大容量高频变压器的寄生参数效应、改善宽频特性。

附图说明

下面结合附图对本发明进一步说明。

图1：本发明实施例中一种大容量高频变压器寄生电容的测量方法流程图；

图2：本发明实施例中高频变压器的电路模型；

图3：本发明实施例中高频变压器二次侧开路并联谐振时的等效电路图；

图4：本发明实施例中高频变压器二次侧开路串联谐振时的等效电路图；

图5：本发明实施例中高频变压器二次侧短路并联谐振时的等效电路图；

图6：本发明实施例中高频变压器频率测量系统示意图。

具体实施方式

下面详细描述本发明的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或 类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的 实施例是示例性的，旨在用于解释本发明，而不能理解为对本发明的限制。

本发明提供的一种大容量高频变压器寄生电容的测量方法的实施例如图1所示，具体为：

1、如图6所示，通过信号发生器向高频变压器施加频率可变的激励信号，示波器采集高 频变压器一次额侧绕组的电压信号u₁和电流信号i₁，示波器得到反映电压信号u₁和电流信号i₁之间相位差的李萨如图形。

当电压电流相位差由0°到90°变化时，李萨如图像由直线变为椭圆，然后变为圆形。 在变压器发生谐振时，输入电压电流的相位一致，李萨如图形表现为一条直线，记录此时信 号发生器的输出频率即为变压器的谐振频率。

本实施例中高频变压器器中一次侧绕组与二次侧绕组的变比为1:n。

2、依据李萨如图形获取高频变压器的自然谐振频率。

本实施例中自然谐振频率包括高频变压器二次侧开路时的并联谐振频率f₁和串联谐振频 率f₂，以及高频变压器二次侧短路时的并联谐振频率f₃，具体为：

(1)将高频变压器二次侧开路，控制信号发生器由低频向高频逐步扫频，当李萨如图形 第一次显示为一条直线时高频变压器发生并联谐振，则将李萨如图形第一次显示为一条直线 时信号发生器的输出频率作为并联谐振频率f₁。

当李萨如图形第二次显示为一条直线时高频变压器发生串联谐振，则将李萨如图形第二 次显示为一条直线时信号发生器的输出频率作为串联谐振频率f₂。

(2)将高频变压器二次侧短路，控制信号发生器由低频向高频逐步扫频，当李萨如图形 显示为一条直线时高频变压器发生并联谐振，则将李萨如图形显示为一条直线时信号发生器 的输出频率作为并联谐振频率f₃。

本实施例中低频取值为50Hz。

构建如图所示的高频变压器电路模型，该模型考虑了高频变压器低频磁效应与高频电容 高效应，可以反映高频变压器的宽频特性，其中各参数含义为：L_m为一次侧绕组的励磁电感， L_s为二次侧绕组的漏感，R_s为归算到一次侧的绕组电阻，R_m为高频变压器的磁芯损耗等效 电阻，C₁为一次侧绕组的自电容，C₂为二次侧绕组的自电容，C₃为一次侧绕组与二次侧绕 组的间电容。

基于上述高频变压器电路模型，可以分析寄生电容参数与变压器谐振点之间的关联关系， 考虑到电阻几乎不影响变压器的谐振频率，因此在忽略电阻R_s和R_m的情况下，自然谐振频率 的计算方法为：

①：高频变压器二次侧开路

高频变压器二次侧短路且信号发生器由低频向高频逐步扫频时，在较低低频段，励磁电 感L_m远远大于漏感L_s，因此可以忽略漏感L_s的影响。此时变压器的输入阻抗Z_in由于励磁感 抗的作用随频率不断增大，并在Z_in→∞时励磁电感L_m与寄生电容发生并联谐振，如图3所 示，可以得到高频变压器二次侧开路时并联谐振频率f₁的计算公式为：

$f_1=\frac{1}{2\pi \sqrt{L_m(C_1+n^2{C}_2+{(n-1)}^2{C}_3)}}---\left(1\right)$

随着频率的提高，励磁感抗迅速增大，可以为开路。榆次同时，变压器容抗不断增大， 使得变压器输入阻抗Z_in减小。当Z_in→0时变压器发生串联谐振，如图4所示，可以得到高 频变压器二次侧开路时串联谐振频率f₂的计算公式为：

$f_2=\frac{1}{2\pi \sqrt{L_s(C_2+C_3)}}---\left(2\right)$

②：高频变压器二次侧短路

变压器的励磁支路被短路，主要是漏感L_s与寄生电容发生谐振，当Z_in→∞时变压器发 生并联谐振，如图5所示，可以得到高频变压器二次侧短路时并联谐振频率f₃的计算公式为：

$f_3=\frac{1}{2\pi \sqrt{L_s(C_1+C_3)/n^2}}---\left(3\right)$

3、计算高频变压器一次侧绕组的励磁电感L_m和二次侧绕组的漏感L_s。

(1)将高频变压器二次侧开路，控制信号发生器由低频向高频逐步扫频，采集低频时信 号发生器输出的电压u_o和电流i_o；将高频变压器二次侧短路，控制信号发生器由所述低频向 高频逐步扫频，采集低频时信号发生器输出的电压u_s和电流i_s。本实施例中低频取值为50Hz。

(2)依据高频变压器二次侧开路时的输入阻抗模型Z_o计算励磁电感L_m。

输入阻抗模型Z_o的表达式为：

$\left(\begin{array}{c}{Z}_o=\frac{u_o}{i_o}\\ Z_o=R_m+{\mathrm{j\omega L}}_m\end{array}\right)---\left(4\right)$

依据高频变压器二次侧短路的输入阻抗模型Z_s计算漏感L_s。

所述输入阻抗模型Z_s的表达式为：

$\left(\begin{array}{c}{Z}_s=\frac{u_s}{i_s}\\ Z_s=R_s+j\omega \frac{L_s}{n^2}\end{array}\right)---\left(5\right)$

其中，R_m为高频变压器的磁芯损耗等效电阻，R_s为归算到一次侧的绕组电阻，ω为角频 率。

4、依据自然谐振频率、励磁电感L_m和漏感L_s计算所述高频变压器的寄生电容。

本实施例中寄生电容包括一次侧绕组的自电容C₁、二次侧绕组的自电容C₂，以及一次侧 绕组与二次侧绕组的间电容C₃，依据式(1)～(3)计算得到上述电容参数。

本实施例中针对一台大容量高频变压器实验原型机进行说明，采用图3所示频率测量系 统测量得到并联谐振频率f₁＝1.8kHz、串联谐振频率f₂＝53kHz和并联谐振频率f₃＝7.8MHz。 依据公式(1)～(5)即可得到电容C₁、C₂和C₃的值。

最后应当说明的是：所描述的实施例仅是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。 基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其 他实施例，都属于本申请保护的范围。