正交频分复用OFDM同时同频全双工中继方法

摘要

本发明公开一种正交频分复用OFDM同时同频全双工中继方法，解决了现有技术中因处理剩余环路干扰而使中继节点复杂度增加的问题。本发明的具体步骤包括：(1)估计信道参数；(2)源节点调制信源信号；(3)中继节点转发源节点的发射信号；(4)目的节点接收中继节点的发射信号；(5)目的节点译码接收信号。本发明具有简化中继节点处理过程的优点，且最大可能的提高了目的节点接收端的信干噪比，降低了中继节点的复杂度，提高了全双工中继协作通信系统的可靠性。

说明书

技术领域

本发明属于通信技术领域,更进一步涉及全双工协作通信技术领域中的一种正交 频分复用(OrthogonalFrequencyDivisionMultiplexing(OFDM))同时同频全双工中继 方法。本发明可用于未来无线移动通信的分布式协作传输系统，提升协作通信系统的 可靠性和频谱利用率。

背景技术

在协作通信系统中，通过利用多个中继节点转发源节点的信号，可以获得类似于 MIMO系统的空间分集增益，称之为协作分集。中继节点的工作模式可以分为全双工 模式和半双工模式。当中继节点采用半双工模式时，中继节点在接收和发送时只能限 制在正交信道上，使得频谱利用效率较低，而当中继节点采用全双工模式时，中继节 点仅需要一条端到端的信道进行传输，这就使全双工协作协议相比半双工协作协议可 以得到更高的容量性能。然而由于中继节点输入端和输出端工作在同一时间同一频 段，全双工模式会带来自身环路干扰，对于小型携带装置是很严重的问题，因此需要 解决中继节点环路信道的干扰问题。

Lopez-ValcarceR等人在其发表的论文“AnAdaptiveFeedbackCancellerfor Full-DuplexRelaysBasedonSpectrumShaping”(SelectedAreasinCommunications, IEEEJournalon,vol.30,no.8,pp.1566-1577,September2012)中提出了一种简单的基于 二阶统计量的盲自适应反馈滤波的全双工中继方法。该方法用于全双工放大转发中继 系统，通过重塑中继节点输出端的功率谱密度有效消除中继节点输入端和输出端之间 的环路干扰。该方法存在的不足之处是：全双工协作系统进行环路干扰消除之后的剩 余环路干扰仍然会降低全双工系统的性能。

西安电子科技大学在其申请的专利“全双工协作通信系统中异步空时码编解码系 统和方法”(专利号：ZL201210199103.6公开号：CN102724027B)中提出了一种 基于异步空时码编解码的全双工中继方法。该方法的实现步骤为：第一，估计各个节 点之间的信道参数、传输时延以及源发信号；第二，中继节点通过空时编码方式对自 身环路信号进行环路抵消，经过可变增益的放大之后发送给目的节点；第三，目的节 点恢复出源节点到目的节点之间的等效信道并对接收信号进行译码。该方法的不足之 处在于：由于全双工系统中采用异步空时码编解码方法并且需要将剩余环路干扰进行 抵消，增大了中继节点的处理时延和复杂度。

发明内容

本发明的目的在于克服上述已有技术的不足，针对协作通信系统提供一种正交频 分复用OFDM同时同频全双工中继方法，可以简化中继节点对剩余环路干扰的处理过 程，降低剩余环路干扰对系统性能的影响，提高全双工中继协作通信系统的可靠性。

本发明实现上述目的的具体步骤如下：

(1)估计信道参数：

采用最小均方误差信道估计方法，分别估计源节点到中继节点的信道参数、中继 节点到目的节点的信道参数、中继节点环路信道参数；

(2)源节点调制信源信号：

(2a)源节点采用正交频分复用OFDM调制方法对信源信号进行调制，得到正交 频分复用OFDM信号；

(2b)源节点对正交频分复用OFDM信号添加循环前缀，得到发射信号；

(3)中继节点转发源节点的发射信号：

(3a)中继节点接收天线接收源节点的发射信号，中继节点通过发射天线同时同 频向目的节点转发源节点的发射信号，中继节点的接收天线同时同频接收源节点的发 射信号和中继节点转发的源节点发射信号；

(3b)按照下式，计算中继节点的最优增益放大因子：

${\beta }^{*}=\underset{\beta }{\mathrm{argmax}}\left\{\frac{\left|f{|}^2\right|g{|}^2{A}^2{\alpha }^2(1+{\alpha }^{2L}-2{\alpha }^{L}cos(\frac{2\pi kL}{N}\left)\right)}{\left|f{|}^2\right|g{|}^2{A}^2{\alpha }^{2L+2}+|g{|}^2{A}^2{\alpha }^2{\sigma }_R^2+(1+{\alpha }^2-2\alpha cos(\frac{2\pi k}{N}\left)\right){\sigma }_D^2}\right\}$

其中，β^*表示中继节点的最优增益放大因子，表示取使表达式达到最 大值时的增益放大因子β值，f表示源节点到中继节点的信道参数，g表示中继节点 到目的节点的信道参数，|·|表示取绝对值操作，A表示中继节点环路干扰消除后剩余 环路干扰信道系数绝对值的倒数，其取值为h表示中继节点环路信道参 数，ω表示中继节点接收端环路干扰消除滤波器的消除系数，α表示剩余环路干扰经 过中继环路的增益系数，其取值为α＝β|h-ω|，β表示增益放大因子，cos(·)表示余 弦操作，k表示正交频分复用OFDM调制时使用的子载波，其取值范围为0＜k＜N-1, N表示正交频分复用OFDM信号的序列长度，L表示源节点对正交频分复用OFDM信 号添加的循环前缀的长度，表示中继节点的噪声功率，R表示中继节点，表示 目的节点处的噪声功率，D表示目的节点；

(3c)按照下式，计算中继节点发射的信号：

t(i)＝β^*[r(i-1)-ωt(i-1)]

其中，t(i)表示第i时隙中继节点发射的信号，i表示时隙，β^*表示中继节点的最 优增益放大因子，r(i-1)表示第i-1时隙中继节点接收的信号，ω表示中继节点接收 端环路干扰消除滤波器的消除系数，t(i-1)表示第i-1时隙中继节点发射的信号；

(4)目的节点接收中继节点的发射信号：

(4a)目的节点接收中继节点在转发源节点发射信号过程中产生的带有剩余环路 干扰的发射信号：

$y\left(i\right)={\beta }^{*}fg\underset{j=1}{\overset{L}{\Sigma }}{\left(\beta \hat{h}\right)}^{j-1}s(i-j)+{\beta }^{*}fg\underset{j=L+1}{\overset{\infty }{\Sigma }}{\left(\beta \hat{h}\right)}^{j-1}s(i-j)+n\left(i\right)$

其中，y(i)表示目的节点在第i时隙接收的中继节点在转发源节点发射信号过程 中产生的带有剩余环路干扰的发射信号，β^*表示中继节点的最优增益放大因子，f表 示源节点到中继节点的信道参数，g表示中继节点到目的节点的信道参数，Σ表示 求和操作，j表示时隙，L表示源节点对正交频分复用OFDM信号添加的循环前缀的 长度，表示中继节点环路干扰消除后的剩余环路干扰信道参数，其取值为h-ω，h 表示中继节点环路信道参数，ω表示中继节点接收端环路干扰消除滤波器的消除系 数，s(i-j)表示在第i-j时隙源节点的发射信号，n(i)表示目的节点在第i时隙接收 的叠加噪声项；

(4b)按照下式，构造源节点到目的节点带有剩余环路干扰的信道的等效多径信道 参数矢量：

$h={\left(\begin{array}{cccc}{\beta }^{*}fg& {\beta }^{*}fg\left(\hat{h}{\beta }^{*}\right)& \mathrm{...}& {\beta }^{*}fg{\left(\hat{h}{\beta }^{*}\right)}^{L-1}\end{array}\right)}_{1\times L}$

其中，h表示源节点到目的节点带有剩余环路干扰的信道的等效多径信道参数矢 量，β^*表示中继节点的最优增益放大因子，f表示源节点到中继节点的信道参数，g 表示中继节点到目的节点的信道参数，表示中继节点环路干扰消除后的剩余环路干 扰信道参数，其取值h表示中继节点环路信道参数，ω表示中继节点接收 端环路干扰消除滤波器的消除系数，L表示源节点对正交频分复用OFDM信号添加的 循环前缀的长度，[·]_1×L表示1×L维的源节点到目的节点带有剩余环路干扰的信道的等 效多径信道参数矢量；

(5)目的节点译码接收信号：

(5a)目的节点对接收到的中继节点的发射信号去掉循环前缀，得到正交频分复 用OFDM信号；

(5b)目的节点对正交频分复用OFDM信号进行正交频分复用OFDM解调，得到 频域接收信号；

(5c)采用频域最小二乘LS算法，目的节点估计源节点到目的节点的等效多径信 道的频域信道响应系数；

(5d)采用迫零ZF均衡方法，目的节点利用源节点到目的节点的等效多径信道的 频域信道响应系数，对频域接收信号进行迫零ZF均衡，得到源节点的信源信号。

本发明与现有技术相比具有以下优点：

第一，由于本发明将源节点到目的节点之间带有剩余环路干扰的信道构造成等效 多径信道，并利用源节点对正交频分复用OFDM信号添加的循环前缀，对抗经过中继 节点环路信道L(L表示源节点对正交频分复用OFDM信号添加的循环前缀的长度)次 以下的剩余环路干扰，克服了现有技术中因处理中继节点的剩余环路干扰而使中继节 点复杂度增加的不足，使得本发明具有简化中继节点处理过程的优点，降低了中继节 点的复杂度。

第二，由于本发明使用了最优增益放大因子对中继节点去除环路干扰后的信号进 行放大，使经过中继节点环路信道L(L表示源节点对正交频分复用OFDM信号添加的 循环前缀的长度)次以上的剩余环路干扰迅速衰减，克服了现有技术中中继节点必须 对剩余环路干扰进一步抵消的不足，使得本发明具有在不需要进一步抵消剩余环路干 扰的情况下最大化目的节点接收端的信干噪比的优点，提高了全双工中继协作通信系 统的可靠性。

附图说明

图1为本发明的全双工中继协作通信场景示意图。

图2为本发明的流程图。

具体实施方式

以下参照附图对本发明做进一步的描述。

参照图1，本发明的方法是在图1的场景下实现的。在图1中，源节点和目的节点 都设有一根天线，中继节点设有两根天线，源节点采用半双工模式发射信号，目的节 点采用半双工模式接收信号，中继节点采用全双工模式接收和发送信号。图1中的f表 示源节点到中继节点的信道参数，图1中的h表示中继节点环路信道参数，图1中的g表 示中继节点到目的节点的信道参数。源节点在每一时隙向中继节点发送信号，中继节 点采用放大转发方式对接收的信号进行放大转发，目的节点接收通过中继节点转发的 信号。

参照图2，本发明完成全双工中继协作通信的实现步骤如下：

步骤1，估计信道参数。

采用最小均方误差信道估计方法，分别估计源节点到中继节点的信道参数、中继 节点到目的节点的信道参数、中继节点环路信道参数。

步骤2，源节点调制信源信号。

源节点采用正交频分复用OFDM调制方法对信源信号进行调制，得到正交频分复 用OFDM信号。

源节点对正交频分复用OFDM信号添加循环前缀，得到发射信号，其添加循环前 缀是按照下式进行的：

$y=\left(\begin{array}{c}{I}^{\prime }\\ I_N\end{array}\right)s$

其中，y表示源节点对正交频分复用OFDM信号添加循环前缀后的发射信号序 列，I′表示由单位矩阵I_N的后L行构成的矩阵，L表示源节点对正交频分复用OFDM 信号添加的循环前缀的长度，I_N表示大小为N×N的单位矩阵，N表示正交频分复用 OFDM信号序列的长度，[·]表示矩阵连接操作，s表示正交频分复用OFDM信号序列。

步骤3，中继节点转发源节点的发射信号。

中继节点接收天线接收源节点的发射信号，并通过发射天线向目的节点转发源节 点的发射信号，同时中继节点接收天线接收转发的源节点发射信号。中继节点的接收 信号表达式如下：

r(i)＝fs(i)+ht(i)+n_R(i)

其中，r(i)表示第i时隙中继节点接收的信号，f表示源节点到中继节点的信道 参数，s(i)表示第i时隙源节点发射的信号，h表示中继节点环路信道参数，t(i)表示 第i时隙中继节点发射的信号，n_R(i)表示第i时隙中继节点处的噪声，R表示中继节 点。

按照下式，计算中继节点的最优增益放大因子：

${\beta }^{*}=\underset{\beta }{\mathrm{argmax}}\left\{\frac{\left|f{|}^2\right|g{|}^2{A}^2{\alpha }^2(1+{\alpha }^{2L}-2{\alpha }^{L}cos(\frac{2\pi kL}{N}\left)\right)}{\left|f{|}^2\right|g{|}^2{A}^2{\alpha }^{2L+2}+|g{|}^2{A}^2{\alpha }^2{\sigma }_R^2+(1+{\alpha }^2-2\alpha cos(\frac{2\pi k}{N}\left)\right){\sigma }_D^2}\right\}$

其中，β^*表示计算得到的中继节点的最优增益放大因子，argmax(·)表示根据自 变量的变化取最大值，β表示增益放大因子，f表示源节点到中继节点的信道参数， g表示中继节点到目的节点的信道参数，|·|表示取绝对值操作，A表示中继节点环路 干扰消除后剩余环路干扰信道系数绝对值的倒数，其取值为h表示中继 节点环路信道参数，ω表示中继节点接收端环路干扰消除滤波器的消除系数，α表示 剩余环路干扰经过中继环路的增益系数，其取值为α＝β|h-ω|，cos(·)表示取余弦值， k表示正交频分复用OFDM调制时使用的子载波，其取值范围为0＜k＜N-1，N表 示正交频分复用OFDM信号的序列长度，L表示源节点对正交频分复用OFDM信号 添加的循环前缀的长度，表示中继节点的噪声功率，R表示中继节点，表示目 的节点处的噪声功率，D表示目的节点。

采用放大转发协议，中继节点先去除自身环路信号的一个估计值，再按照下式， 计算中继节点发射的信号：

t(i)＝β^*[r(i-1)-ωt(i-1)]

其中，t(i)表示第i时隙中继节点发射的信号，i表示时隙，β^*表示中继节的最优 增益放大因子，r(i-1)表示第i-1时隙中继节点接收的信号，ω表示中继节点接收端 环路干扰消除滤波器的消除系数，t(i-1)表示第i-1时隙中继节点发射的信号。

步骤4，目的节点接收中继节点的发射信号。

中继节点发射的带有剩余环路干扰的信号如下式：

$t\left(i\right)={\beta }^{*}\underset{j=1}{\overset{\infty }{\Sigma }}{\left({\beta }^{*}\hat{h}\right)}^{j-1}[fs(i-j)+n_R(i-j)]$

其中t(i)表示第i时隙中继节点发射的信号，i表示时隙，β^*表示中继节点的最优 增益放大因子，Σ表示求和操作，j表示时隙，表示中继节点环路干扰消除后的 剩余环路干扰信道参数，f表示源节点到中继节点的信道参数，s(i-j)表示在第i-j 时隙源节点的发射信号，n_R(i-j)表示在第i-j时隙中继节点接收的噪声，R表示中 继节点。

目的节点接收中继节点在转发源节点发射信号过程中产生的带有剩余环路干扰 的发射信号：

$\left(\begin{array}{c}y\left(i\right)=gt\left(i\right)+n_D\left(i\right)\\ ={\beta }^{*}g\underset{j=1}{\overset{\infty }{\Sigma }}{\left({\beta }^{*}\hat{h}\right)}^{j-1}[fs(i-j)+n_R(i-j)]+n_D\left(i\right)\\ ={\beta }^{*}fg\underset{j=1}{\overset{L}{\Sigma }}{\left({\beta }^{*}\hat{h}\right)}^{j-1}s(i-j)+{\beta }^{*}fg\underset{j=L+1}{\overset{\infty }{\Sigma }}{\left({\beta }^8\hat{h}\right)}^{j-1}s(i-j)+n\left(i\right)\end{array}\right)$

其中，y(i)表示目的节点在第i时隙接收的中继节点在转发源节点发射信号过程 中产生的带有剩余环路干扰的发射信号，g表示中继节点到目的节点的信道参数，t(i) 表示第i时隙中继节点发射的信号，n_D(i)表示在第i时隙目的节点接收的噪声，D表 示目的节点，β^*表示中继节点的最优增益放大因子，Σ表示求和操作，j表示时隙， 表示中继节点环路干扰消除后的剩余环路干扰信道参数，其取值为h-ω，h表示中 继节点环路信道参数，ω表示中继节点接收端环路干扰消除滤波器的消除系数，f表 示源节点到中继节点的信道参数，s(i-j)表示在第i-j时隙源节点的发射信号， n_R(i-j)表示在第i-j时隙中继节点接收的噪声，R表示中继节点，L表示源节点对 正交频分复用OFDM信号添加的循环前缀的长度，n(i)表示目的节点在第i时隙接收的 叠加噪声项，其取值为${\beta }^{*}g\underset{j=1}{\overset{\infty }{\Sigma }}{\left({\beta }^{*}\hat{h}\right)}^{j-1}{n}_R(i-j)+n_D\left(i\right),{\beta }^{*}fg\underset{j=1}{\overset{L}{\Sigma }}{\left(\beta \hat{h}\right)}^{j-1}s(i-j)$表示目 的节点接收到的信号的有用信号项，表示目的节点接收到的信 号的干扰项。

根据上述目的节点接收到的信号的有用信号项，按照下式，构造源节点到目的节 点带有剩余环路干扰的信道的等效多径信道参数矢量：

$h={\left(\begin{array}{cccc}{\beta }^{*}fg& {\beta }^{*}fg\left(\hat{h}{\beta }^{*}\right)& \mathrm{...}& {\beta }^{*}fg{\left(\hat{h}{\beta }^{*}\right)}^{L-1}\end{array}\right)}_{1\times L}$

其中，h表示源节点到目的节点带有剩余环路干扰的信道的等效多径信道参数矢 量，β^*表示中继节点的最优增益放大因子，f表示源节点到中继节点的信道参数，g 表示中继节点到目的节点的信道参数，表示中继节点环路干扰消除后的剩余环路干 扰信道参数，其取值h表示中继节点环路信道参数，ω表示中继节点接收 端环路干扰消除滤波器的消除系数，L表示源节点对正交频分复用OFDM信号添加的 循环前缀的长度，[·]_1×L表示1×L维的源节点到目的节点带有剩余环路干扰的信道的等 效多径信道参数矢量；

步骤5，目的节点译码接收信号。

目的节点对接收到的中继节点的发射信号去掉循环前缀，得到正交频分复用 OFDM信号。

目的节点对正交频分复用OFDM信号进行正交频分复用OFDM解调，得到频域接 收信号。

采用频域最小二乘LS算法，按照下式，目的节点估计源节点到目的节点的等效多 径信道的频域信道响应系数：

$\hat{H}=\underset{H}{\arg \min }\left|\right|Y-diag\left(X\right)H|{|}^2$

其中，表示源节点到目的节点的等效多径信道的频域信道响应系数的估计值， 表示取使表达式达到最小值时的源节点到目的节点的等效多径信道的频域 信道响应系数H值，Y表示目的节点的频域接收信号序列，diag(·)表示构造对角矩 阵操作，X表示源节点的发射信号序列，||·||²表示对矩阵的模求平方值操作。

采用迫零ZF均衡方法，目的节点利用源节点到目的节点的等效多径信道的频域信 道响应系数的估计值，对频域接收信号进行迫零ZF均衡，得到源节点发送的信源信号。 迫零ZF均衡方法按照下式进行：

$\hat{X}={\left({\hat{H}}^H\hat{H}\right)}^{-1}{\hat{H}}^{H}Y$

其中，表示目的节点对频域接收信号进行迫零ZF均衡后得到的源节点的信源 信号序列，表示源节点到目的节点的等效多径信道的频域信道响应系数的估计值， (·)^H表示转置操作，(·)^-1表示取逆操作，Y表示目的节点的频域接收信号序列。