60GHz锁相环低相噪自注入型电压控制振荡器及无线收发机

摘要

本发明公开了一种60？GHz锁相环低相噪自注入型电压控制振荡器及无线收发机。该电压控制振荡器包括：多个相同的LC振荡器，其中由NMOS器件组成负阻对；由累积型变容管和电感组成的谐振腔；由NMOS器件、电感和电容组成的输出缓冲电路；由电容组成的自注入电路；由NMOS器件使LC振荡器寄生电容相同。通过采用相同的振荡器核心，并使其振荡信号相互注入到相应的谐振腔中。通过注入锁定原理，谐振腔电路会锁定在同一工作频率点，输出波形相位也会同步。此时通过波形叠加，输出波形中本振频率功率加强，而噪声通过LC谐振腔的滤波作用并未明显增加，所以电压控制CMOS振荡器输出的相位噪声能得到显著减小，同时降低了电压控制振荡器的FOM值。

说明书

技术领域

本发明涉及集成电路设计领域，具体涉及一种用于低电压下60GHz锁相环的低相噪自注入锁定型电压控制CMOSLC振荡器。

背景技术

随着现代无线通信技术的蓬勃发展，我们对数据传输速率的要求越来越高。在无线通信频段，60GHz频段具有载波频率高和可用带宽大这两个特点。在60GHz频段上，人们可以很轻松地将传输速率提升至1Gbps-10Gbps，满足业界对传输速率的要求。这也推动了低成本、低功耗的60GHzCMOS无线收发机的研究开发。在60GHz收发机中，60GHz锁相环是一个必不可少的模块。锁相环的性能影响着整个收发机的性能，而60GHz电压控制振荡器是锁相环中的核心模块，它们决定了锁相环的一些重要特性，例如调谐范围、相位噪声等。

对于60GHzCMOS电压控制振荡器电路的设计来说，降低输出频率的相位噪声是其主要的设计挑战之一。MOS管的各种非理想效应、电感和电容等无源器件在振荡器工作时的损耗等都是引起电压控制振荡器输出频率抖动的因素，产生相位噪声。

传统的频率较低的电压控制振荡器电路，例如在2.4GHz频段的电压控制振荡器，通常采用环形振荡器结构。这种结构面积小，但是相位噪声差。在对相位噪声要求高的应用环境中，人们通常采用基于LC振荡器的电压控制振荡器电路，这种结构芯片面积大，不过输出相位噪声低。在LC振荡器中，电感、电容、变容管器件的品质因素对相位噪声的影响很大。

随着频率从2.4GHz提升至60GHz，基于LC结构的振荡器相位噪声恶化很明显。原因如下：在基于传统LC结构的60GHz电压控制振荡器中，寄生电容占谐振腔的总电容的主要部分，电容品质因素不高；衬底通过电容耦合的移位电流以及通过电磁感应出的感应电流也会增加，衬底损耗增加；趋肤效应、邻近效应也会随着频率提升导致导线损耗增加；变容管、电容品质因素与频率成反比，频率从2.4GHz变为60GHz，变容管品质因素从137.8变为5.58。这些因素共同导致传统LC结构的电压控制振荡器电路在频率上升至60GHz时，输出频率的相位噪声变差。而且随着微电子技术向纳米尺寸的发展，集成电路的设计要求也越来越向低电压（1.0V以内）、低功耗靠拢，在低电压下，电压控制振荡器的相位噪声进一步增加。

为了减小60GHz电压控制振荡器电路的相位噪声，一种常用的办法是采用适用于射频的SOI或者锗硅工艺。这些工艺寄生电容小、衬底损耗小，器件工作速度快，电压控制振荡器的输出相位噪声能获得较好的改善，但是这些工艺价格昂贵，而且难以与收发机后端的基于CMOS工艺的基带数字处理芯片集成。

综上所述，在工作频率为60GHz时，传统的基于LC结构的CMOS电压控制振荡器电路难以在低电压下获得较低的相位噪声。

发明内容

为了克服现有技术的不足，本发明提供了一种60GHz锁相环低相噪自注入型电压控制振荡器及无线收发机。

一种60GHz锁相环的低相噪自注入锁定型电压控制振荡器，

通过采用多个相同的LC振荡器核心，并使振荡信号注入到相应的谐振腔中，通过注入锁定原理，谐振腔电路锁定在同一工作频率点，输出波形相位也同步，此时通过波形叠加，输出波形中本振频率功率加强，而噪声通过LC谐振腔的滤波作用基本未增加。

所述的电压控制振荡器，包括LC谐振腔电路，负阻对电路，自注入锁定电路，输出缓冲电路，

所述的LC谐振腔电路包括电感L2、L3和变容管C2、C3、C6、C7；其中L2两端分别与C2和C3的正极相连，中间抽头端与电源电压VDD相连；C2负极与C3负极相连，C2负极与输入控制电压VC相连；L3两端分别与C6和C7的正极相连，中间抽头端与电源电压相连；C6负极与C7负极相连，C6负极与输入控制电压VTUNE相连，VTUNE是由环路滤波器产生的电压信号；

所述负阻对电路，包括NMOS器件N2、N3、N4、N5，N2的栅极与N3的漏极相接，N3的栅极与N2的漏极相接，N2与N3的源级接地，N2和N3构成一个负阻对，用于给L2、C2、C3构成的谐振腔提供能量；N4的栅极与N5的漏极相接，N5的栅极与N4的漏极相接，N4与N5的源级接地，N4和N5构成一个负阻对，用于给L3、C6、C7构成的谐振腔提供能量；

所述的自注入锁定电路，包括电容C4和C5，C4连接C3和C6的正极，C5连接C2和C7的正极；

所述的输出缓冲电路，包括：NMOS器件N1和N6，电感L1和电容C1；其中N1栅极与N2漏极相连，N6栅极与N5漏极相连，N6源极和漏极接地；L5一端接N1漏极，一端接地；C1正极接N1漏极，负极接Fout，Fout是输出端口。

所述的电压控制振荡器包含两个相同的工作在60GHz频段的LC振荡器核心，其中L2和L3为中心抽头的片上螺旋形电感，C2、C3、C4、C5为累积性变容管。

所述的NMOS器件N1、N2、N3、N4、N5、N6均为采用深N阱工艺，同时经过阈值调整工艺形成的低阈值金属氧化物半导体MOS晶体管。

所述的电压控制振荡器，所述的电容C1、C2、C3为金属MOM电容。

一种无线收发机，采用了任一项所述的电压控制振荡器。

与现有技术相比，本发明具有如下有益的技术效果：

在负阻对电路中，只采用了NMOS管，取消了PMOS管，这样可以使得谐振腔寄生电容减小，使电压控制振荡器频率能够在低电压（1.2V）下工作在60GHz频段。通过采用相同的两个振荡器核心，并使其振荡信号相互注入到对方谐振腔中。通过注入锁定原理，两个谐振腔电路会锁定在同一工作频率点，输出波形相位也会同步。此时通过波形叠加，输出波形中本振频率功率加强，而噪声通过LC谐振腔的滤波作用并未明显增加，所以电压控制CMOS振荡器输出的相位噪声能得到显著减小，同时降低了电压控制振荡器的FOM值。

本发明的60GHz电压控制CMOS振荡器电路能够工作在1.2V低工作电压下，在Spectre仿真中，输出相位噪声比传统结构降低3.4dB，FOM降低1.2dB，适合于对相位噪声要求比较高的应用环境。

附图说明

图1是传统的电压控制振荡器电路的电路结构示意图；

图2是本发明实施例的一个60GHz电压控制振荡器电路的电路结构示意图；

图3是本发明实施例的电压控制振荡器电路与传统电压控制振荡器电路的Spectre模拟仿真结果示意图。

具体实施方式

以下结合附图和具体实施方式对本发明做进一步的说明，但是所做示例不作为对本发明的限制。

如图1所示的传统的电压控制振荡器电路结构，控制电压（VTUNE）控制变容管两端电压差，改变变容管的容值，从而改变电压控制振荡器的输出频率。NMOS管形成负阻对，补充谐振腔振荡时损失的能量。输出缓冲电路需要放大输出信号，同时需要将输出阻抗与负载进行匹配。此传统结构可以通过不同的实现方式进行具体设计，负阻对电路中可以同时采用NMOS与PMOS管来减小功耗，谐振腔电路中可以加入电容阵列增加其可调谐范围，不同的实现方式所得到的振荡器电路的性能也会存在差异。

如图2所示的本发明中的用于低电压下60GHz锁相环的低相噪自注入锁定型电压控制CMOSLC振荡器电路结构，包括多个NMOS晶体管、电感、电容和变容管。NMOS晶体管采用的是低阈值带深N阱结构的n沟道MOS晶体管；电容采用的是射频金属MOM电容；变容管采用的是累积性MOS变容管；电感采用的是片上螺旋形金属电感。图2所示为采用了两个相同的LC振荡器核心，但是对于本领域技术人员来说，根据本实施例的教导，采用更多个相同的LC振荡器核心也是可以实现的（未示出）。

用于低电压下60GHz锁相环的低相噪自注入型电压控制CMOSLC振荡器，包括LC谐振腔电路，负阻对电路，自注入锁定电路，输出缓冲电路：

所述的LC谐振腔电路，用于振荡器振荡时存储和释放能量。它同时也是一个带通滤波器，负责输出特定的频率。包括电感L2、L3和变容管C2、C3、C6、C7；其中L2两端分别与C2和C3的正极相连，中间抽头端与电源电压相连；C2负极与C3负极相连，C2负极与输入控制电压VC相连；L3两端分别与C6和C7的正极相连，中间抽头端与电源电压相连；C6负极与C7负极相连，C6负极与输入控制电压VTUNE相连，VTUNE是由环路滤波器产生的电压信号。

可见，谐振腔中的总电容除了变容管提供的部分之外，还有NMOS管的栅极寄生电容以及走线电容。同时在整个电压控制振荡器电路中，有两个相同的谐振腔，LCtank1与LCtank2，为了使两者寄生电容趋于一致，在LCtank2中，增加了N6器件来提供额外的寄生电容。在实际工作中，因为制作工艺偏差，在相同的控制电压下，两者的工作频率不会完全一样，会存在一定偏差。但是在将振荡信号相互注入对方谐振腔的情况下，两者会锁定在同一频率点，此时输出波形中本振频率功率加强，而噪声通过LC谐振腔的滤波作用并未明显增加,起到降低相位噪声的作用。

所述负阻对电路，用于给LC谐振腔振荡时提供能量。包括NMOS器件N2、N3、N4、N5。为了使电路在低电压下能工作在60GHz频段，NMOS器件均采用深N阱工艺，同时经过阈值调整工艺形成的低阈值金属氧化物半导体MOS晶体管。低阈值器件是电路在低电压下获得更大的电压净空间，使振荡波形的幅值变大，有利于减小相位噪声，同时可以增大负阻对电路形成的负阻值来确保电路满足起振条件。通过采用带深N阱结构的NMOS管，可减小来自衬底的噪声，降低振荡器的相位噪声。

其中，N2的栅极与N3的漏极相接，N3的栅极与N2的漏极相接，N2与N3的源级接地，N2和N3构成一个负阻对，用于给L2、C2、C3构成的谐振腔提供能量；N4的栅极与N5的漏极相接，N5的栅极与N4的漏极相接，N4与N5的源级接地，N4和N5构成一个负阻对，用于给L3、C6、C7构成的谐振腔提供能量；

所述的自注入锁定电路，用于两个谐振腔相互注入信号，包括电容C4和C5，C4连接C3和C6的正极，C5连接C2和C7的正极。

所述的输出缓冲电路，用于输出放大信号，并使输出阻抗与负载匹配。包括：NMOS器件N1和N6，电感L1和电容C1；其中N1栅极与N2漏极相连，N6栅极与N5漏极相连，N6源极和漏极接地；L5一端接N1漏极，一端接地；C1正极接N1漏极，负极接Fout，Fout是输出端口。

本发明中电压控制振荡器的原理如下：

LC型振荡器是一个正反馈型放大器。在电路开始工作时，放大器会将电路中的噪声循环放大，若放大器满足巴克豪森起振条件，则振荡器最终会发生振荡，获得我们所需要的振荡信号。信号的频率由螺旋型电感的电感值与总电容值确定，总电容包括由变容管提供的电容以及寄生电容。改变VTUNE值可以改变变容管两端的电压差，使变容管电容值发生变化，从而改变振荡频率。

在N2、N3、C2、C3、L2单独组成的电压控制振荡器中，随着电路开始工作，LC谐振腔电路循环地存储和释放能量，其中存在一个振荡波形。相位噪声的定义是噪声功率与载波功率的比值。可见，增加振荡波形的载波功率能减小相位噪声。但若将两个频率和相位都相同的信号直接相加，载波功率虽然增加一倍，噪声功率同样也会增加一倍，相位噪声不会变化。

L2、C2、C3以及寄生电容组成的谐振腔可以看做是一个带通滤波器，N2与N3将信号放大，谐振腔作为负载，输出特定的频率，同时对其他的频率分量起抑制作用。若将两个频率和相位都相同的信号直接相加，再经过LC谐振腔组成的带通滤波器，则载波功率会增加，增加的噪声功率会因为滤波器的滤波作用而被抑制，相位噪声会得到改善。

若采用上面的方法来减小相位噪声，前提是需要两个频率和相位均相同的振荡波形。所以整个电压控制振荡器包括两个振荡核心，分别产生两个振荡波形。然而在实际工作中，因为制作工艺偏差，在相同的控制电压下，两者的工作频率不会完全一样，会存在一定偏差，相位也会不一样。但是在将振荡信号通过C4与C5相互注入对方谐振腔的情况下，通过注入锁定原理，两者会锁定在同一频率点，相位也会同步，此时通过波形叠加，输出波形中本振频率功率加强，而噪声通过LC谐振腔的滤波作用并未明显增加，起到降低相位噪声的作用。

图3所示为本发明的60GHz电压控制振荡器与传统60GHz电压控制振荡器的Spectre模拟仿真结果，其中横坐标表示载波频偏，左边纵坐标表示相位噪声，右边纵坐标表示电压控制振荡器的FOM值，FOM=PN-10log(f/Δf)²+10log(P)，其中f是载波频率，Δf是载波频偏，P是功耗。本发明的60GHz电压控制CMOS振荡器电路能够工作在1.2V低工作电压下，从图3可以看出，它的输出相位噪声比传统结构降低3dB（相当于噪声减少了一半），FOM降低1.2dB，适合于对相位噪声要求比较高的应用环境。