一种改善并网电压源型逆变器系统稳定性的控制方法

摘要

本发明公开了一种改善并网电压源型逆变器系统稳定性的控制方法，包括：1)生成并网变流器调制波初始指令；2)计算电网侧电流控制环路增益T，获取在LCL滤波器的谐振频率ωr之前T的幅频特性曲线两次穿过0dB时对应的截止频率ω1及ω2，然后根据所述截止频率ω1及ω2得滞后补偿环节的s域传递函数；3)将滞后补偿环节的s域传递函数离散化，再将步骤1)得到的并网变流器调制波初始指令带入到离散化得到的滞后补偿环节的s域传递函数在数字控制器中的表示形式中，得变流器最终的调制波指令值；4)根据步骤3)得到的变流器最终的调制波指令值得调制信号，根据所述调制信号控制变流器各开关器件，本发明能够有效的改善系统的稳定性。

说明书

技术领域

本发明属于自动控制领域，涉及一种改善并网电压源型逆变器系统 稳定性的控制方法。

背景技术

近年来，伴随着我国经济的快速发展，能源短缺和环境污染等问题 日益严重。为了解决上述问题，以风力发电、光伏发电为代表的可再生 能源得到了大规模的开发利用，从而使得将新能源接入电网所需要的并 网电压源型逆变器获得了广泛的应用。电压源型逆变器又大都采用全控 型电力电子开关器件配合PWM调制策略来进行工作，因此为了提高并 网点的电能质量，减少开关次纹波，变流器与电网之间的滤波器就必不 可少。与传统的L滤波器相比，LCL滤波器可以提供更加优秀的开关次 纹波抑制能力，同时其体积和容量都较小，在保障了并网点电能质量的 同时节省了成本和占地面积，从而获得了工程应用的青睐。然而LCL滤 波器的谐振特性使得稳定的变流器系统设计变得更加困难与复杂。另外， 在弱电网情况下，网侧阻抗较大，即使基于LCL滤波器的并网电压源型 逆变器系统单机运行是稳定的，当其接入电网时，整个系统也极易产生 不稳定的现象。

近年来，针对改善基于LCL滤波器的并网电压源型逆变器系统稳定 性的控制方法研究较多。其中一类解决方法是通过抑制LCL滤波器的谐 振峰来达到改善系统稳定性的目的。抑制LCL滤波器的谐振峰主要是通 过加入额外阻尼的方法来实现。与传统的加入无源器件的无源阻尼方法 相比，有源阻尼的方法是通过反馈滤波器的状态变量形成双环控制来实 现，其不会产生额外的能量损耗。但是有源阻尼的方法需要额外的传感 器来检测状态变量，同时其双环控制的结构也较为复杂。进一步研究发 现，当LCL滤波器的谐振频率大于1/6倍的系统采样频率时，即使不加 任何阻尼，通过变流器系统PWM延时环节的内在阻尼效果也可以得到 稳定的基于LCL滤波器的并网电压源型逆变器系统。这种设计使得变流 器不需要任何额外的阻尼或者传感器，只需自身的网侧电流反馈控制即 可得到稳定的系统。然而，为了获得足够的稳定裕度所需要的代价就是 牺牲网侧电流控制器的带宽。另外，在弱电网情况下，即使基于LCL滤 波器的并网电压源型逆变器系统是稳定的，当其接入电网时，整个系统 也极易产生不稳定的现象。

发明内容

本发明的目的在于克服上述现有技术的缺点，提供了一种改善并网 电压源型逆变器系统稳定性的控制方法，该方法能够有效的改善并网电 压源型逆变器系统的稳定性。

为达到上述目的，本发明所述的改善并网电压源型逆变器系统稳定 性的控制方法包括以下步骤：

1)生成并网变流器调制波初始指令v_{ca0_ref}、v_{cb0_ref}及v_{cc0_ref}；

2)计算电网侧电流控制环路增益T，获取在LCL滤波器的谐振频 率ω_r之前电网侧电流控制环路增益T的幅频特性曲线两次穿过0dB时对 应的截止频率ω₁及ω₂，其中，ω₁<ω₂，然后根据所述截止频率ω₁及ω₂得 滞后补偿环节的s域传递函数G_l(s)；

3)将步骤2)得到的滞后补偿环节的s域传递函数G_l(s)离散化，得 滞后补偿环节的s域传递函数G_l(s)在数字控制器中的表示形式，再将步 骤1)得到的并网变流器调制波初始指令v_{ca0_ref}、v_{cb0_ref}及v_{cc0_ref}带入到 滞后补偿环节的s域传递函数G_l(s)在数字控制器中的表示形式中，得变 流器最终的调制波指令值v_{ca_ref}、v_{cb_ref}及v_{cc_ref}；

4)将步骤3)得到的变流器最终的调制波指令值v_{ca_ref}、v_{cb_ref}及v_{cc_ref}进行SPWM调制，得调制信号，最后根据所述调制信号控制变流器各开 关器件。

步骤1)的具体操作为：

1.1)检测三相电网系统的网侧电压v_sa、v_sb及v_sc，然后根据三相电 网系统的网侧电压v_sa、v_sb及v_sc通过锁相环PLL得到当前电网的角频率 ω₀与相位θ；

1.2)根据步骤1.1)得到的当前电网的角频率ω₀与相位θ得三相网侧 电流指令i_{sa_ref}、i_{sb_ref}及i_{sc_ref}；

1.3)检测三相电网系统的网侧电流i_sa、i_sb及i_sc，再将三相电网系统 的网侧电流i_sa、i_sb及i_sc与步骤1.2)三相网侧电流指令i_{sa_ref}、i_{sb_ref}及i_{sc_ref}进行作差运算，PR调节器根据作差运算的结果得并网变流器调制波初始 指令v_{ca0_ref}、v_{cb0_ref}及v_{cc0_ref}。

步骤1.2)中三相网侧电流指令i_{sa_ref}、i_{sb_ref}及i_{sc_ref}的表达式为：

$\left(\begin{array}{c}{i}_{sa\_ref}=I_{sa}\sin \theta \\ i_{sb\_ref}=I_{sb}sin(\theta -\frac{2}{3}\pi )\\ i_{sc\_ref}=I_{sc}\sin (\theta +\frac{2}{3}\pi )\end{array}\right)$

其中，I_sa、I_sb及I_sc分别为三相网侧电流指令的幅值。

步骤2)中电网侧电流控制环路增益T的表达式为：T＝G_c(s)·G_d(s)·Y_m其中，Y_m为变流器的交流侧输出电压到网侧电流的小信号传递函数， G_c(s)为PR控制器的s域传递函数，G_d(s)为变流器PWM环节延时的s 域传递函数。

所述变流器的交流侧输出电压到网侧电流的小信号传递函数Y_m的 表达形式为：

$Y_m=\frac{Z_c}{Z_c{Z}_1+Z_c{Z}_2+Z_1{Z}_2}$

$Z_c=\frac{1}{{\mathrm{sC}}_f}+r_c$

Z₁＝sL₁+r₁

Z₂＝sL₂+r₂

其中，Z_c、Z₁及Z₂分别为LCL滤波器滤波电容阻抗、变流器侧电感阻 抗及网侧电感阻抗，C_f、L₁、L₂分别为LCL滤波器电容值、变流器侧电 感值及网侧电感值，r_c、r₁及r₂分别为LCL滤波器滤波电容的寄生电阻、 变流器侧电感的寄生电阻及网侧电感的寄生电阻。

PR控制器的s域传递函数G_c(s)的表达式为：其中，k_p及k_r分别为PR控制器的比例系数和谐振系数。

变流器PWM环节延时的s域传递函数G_d(s)的表达式为：

$G_d\left(s\right)=e^{-1.5T_{s}s}$

其中，T_s为系统的采样周期。

滞后补偿环节的s域传递函数G_l(s)的表达式为：

$G_l\left(s\right)=\frac{1+{\tau }_{1}s}{1+{\tau }_{2}s}$

其中，τ₁决定补偿环节零点位置，τ₂决定补偿环节极点位置，${\omega }_2<\frac{1}{{\tau }_2}<{\omega }_r.$

步骤3)的具体操作为：

将步骤2)得到的滞后补偿环节的s域传递函数G_l(s)离散化，得滞 后补偿环节的s域传递函数G_l(s)在数字控制器中的表示形式为：

$y\left(k\right)=\frac{T_s+2{\tau }_1}{T_s+2{\tau }_2}x\left(k\right)+\frac{T_s-2{\tau }_1}{T_s+2{\tau }_2}x(k-1)-\frac{T_s-2{\tau }_2}{T_s+2{\tau }_2}y(k-1)$

其中，x(k)为滞后补偿环节在第k个采样周期的输入，y(k)为滞后补偿环 节在第k个采样周期的输出；x(k-1)为滞后补偿环节在第k-1个采样周期 的输入；y(k-1)为滞后补偿环节在第k-1个采样周期的输出；

将步骤1)得到的变流器调制波初始指令v_{ca0_ref}、v_{cb0_ref}及v_{cc0_ref}作 为滞后补偿环节的输入x(k)带入上式中，得y₁(k)、y₂(k)及y₃(k)，然后将 y₁(k)、y₂(k)及y₃(k)依次作为变流器最终的调制波指令值v_{ca_ref}、v_{cb_ref}及 v_{cc_re}f。

本发明具有以下有益效果：

本发明所述的改善并网电压源型逆变器系统稳定性的控制方法在操 作过程中，获取在LCL滤波器的谐振频率ω_r之前电网侧电流控制环路增 益T的幅频特性曲线两次穿过0dB时对应的截止频率ω₁及ω₂，然后根据 所述截止频率ω₁及ω₂得滞后补偿环节的s域传递函数G_l(s)，从而在变 流器原有网侧电流控制中引入滞后补偿环节，达到改善整个系统稳定性 的目的，然后再根据滞后补偿环节的s域传递函数G_l(s)得到变流器最终 的调制波指令值，最后根据变流器最终的调制波指令控制变流器各开关 器件，从而使整个系统正常稳定工作。

附图说明

图1为并网电压源型逆变器系统的电路原理图；

图2为传统单相网侧电流控制框图；

图3为本发明中变流器网侧电流的控制框图；

图4为本发明中有无滞后补偿环节三相网侧电流仿真波形图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明做进一步详细描述：

参考图1及图3，改善并网电压源型逆变器系统稳定性的控制方法， 其特征在于，包括以下步骤：

1)生成并网变流器调制波初始指令v_{ca0_ref}、v_{cb0_ref}及v_{cc0_ref}，其中， 步骤1)的具体操作为：

1.1)检测三相电网系统的网侧电压v_sa、v_sb及v_sc，然后根据三相电 网系统的网侧电压v_sa、v_sb及v_sc通过锁相环PLL得到当前电网的角频率 ω₀与相位θ；

1.2)根据步骤1.1)得到的当前电网的角频率ω₀与相位θ得三相网侧 电流指令i_{sa_ref}、i_{sb_ref}及i_{sc_ref}，其中，

$\left(\begin{array}{c}{i}_{sa\_ref}=I_{sa}\sin \theta \\ i_{sb\_ref}=I_{sb}sin(\theta -\frac{2}{3}\pi )\\ i_{sc\_ref}=I_{sc}\sin (\theta +\frac{2}{3}\pi )\end{array}\right)$

其中，I_sa、I_sb及I_sc分别为三相网侧电流指令的幅值；

1.3)检测三相电网系统的网侧电流i_sa、i_sb及i_sc，再将三相电网系统 的网侧电流i_sa、i_sb及i_sc与步骤1.2)三相网侧电流指令i_{sa_ref}、i_{sb_ref}及i_{sc_ref}进行作差运算，PR调节器根据作差运算的结果得并网变流器调制波初始 指令v_{ca0_ref}、v_{cb0_ref}及v_{cc0_ref}。

2)计算电网侧电流控制环路增益T，获取在LCL滤波器的谐振频 率ω_r之前电网侧电流控制环路增益T的幅频特性曲线两次穿过0dB时对 应的截止频率ω₁及ω₂，其中，ω₁<ω₂，然后根据所述截止频率ω₁及ω₂得 滞后补偿环节的s域传递函数G_l(s)；步骤2)中电网侧电流控制环路增 益T的表达式为：

T＝G_c(s)·G_d(s)·Y_m

其中，Y_m为变流器的交流侧输出电压到网侧电流的小信号传递函数， G_c(s)为PR控制器的s域传递函数，G_d(s)为变流器PWM环节延时的s 域传递函数；

所述变流器的交流侧输出电压到网侧电流的小信号传递函数Y_m的 表达形式为：

$Y_m=\frac{Z_c}{Z_c{Z}_1+Z_c{Z}_2+Z_1{Z}_2}$

$Z_c=\frac{1}{{\mathrm{sC}}_f}+r_c$

Z₁＝sL₁+r₁

Z₂＝sL₂+r₂

其中，Z_c、Z₁及Z₂分别为LCL滤波器滤波电容阻抗、变流器侧电感阻 抗及网侧电感阻抗，C_f、L₁、L₂分别为LCL滤波器电容值、变流器侧电 感值及网侧电感值，r_c、r₁及r₂分别为LCL滤波器滤波电容的寄生电阻、 变流器侧电感的寄生电阻及网侧电感的寄生电阻。

PR控制器的s域传递函数G_c(s)的表达式为：其中，k_p及k_r分别为PR控制器的比例系数和谐振系数。

变流器PWM环节延时的s域传递函数G_d(s)的表达式为：

$G_d\left(s\right)=e^{-1.5T_{s}s}$

其中，T_s为系统的采样周期。

滞后补偿环节的s域传递函数G_l(s)的表达式为：

$G_l\left(s\right)=\frac{1+{\tau }_{1}s}{1+{\tau }_{2}s}$

其中，τ₁决定补偿环节零点位置，τ₂决定补偿环节极点位置，${\omega }_2<\frac{1}{{\tau }_2}<{\omega }_r;$

3)将步骤2)得到的滞后补偿环节的s域传递函数G_l(s)离散化，得 滞后补偿环节的s域传递函数G_l(s)在数字控制器中的表示形式，再将步 骤1)得到的并网变流器调制波初始指令v_{ca0_ref}、v_{cb0_ref}及v_{cc0_ref}带入到 滞后补偿环节的s域传递函数G_l(s)在数字控制器中的表示形式中，得变 流器最终的调制波指令值v_{ca_ref}、v_{cb_ref}及v_{cc_ref}；

4)将步骤3)得到的变流器最终的调制波指令值v_{ca_ref}、v_{cb_ref}及v_{cc_ref}进行SPWM调制，得调制信号，最后根据所述调制信号控制变流器各开 关器件。

需要说明的是，步骤3)的具体操作为：

将步骤2)得到的滞后补偿环节的s域传递函数G_l(s)离散化，得滞 后补偿环节的s域传递函数G_l(s)在数字控制器中的表示形式为：

$y\left(k\right)=\frac{T_s+2{\tau }_1}{T_s+2{\tau }_2}x\left(k\right)+\frac{T_s-2{\tau }_1}{T_s+2{\tau }_2}x(k-1)-\frac{T_s-2{\tau }_2}{T_s+2{\tau }_2}y(k-1)$

其中，x(k)为滞后补偿环节在第k个采样周期的输入，y(k)为滞后补偿环 节在第k个采样周期的输出；x(k-1)为滞后补偿环节在第k-1个采样周期 的输入；y(k-1)为滞后补偿环节在第k-1个采样周期的输出；

将步骤1)得到的变流器调制波初始指令v_{ca0_ref}、v_{cb0_ref}及v_{cc0_ref}作 为滞后补偿环节的输入x(k)带入上式中，得y₁(k)、y₂(k)及y₃(k)，然后将 y₁(k)、y₂(k)及y₃(k)依次作为变流器最终的调制波指令值v_{ca_ref}、v_{cb_ref}及 v_{cc_re}f。

参考图4，从仿真波形可以看出，0.2s前令滞后补偿环节无效，整 个系统处于不稳定状态；0.2s后，令本发明所述控制方法有效，可以看 出整个系统从不稳定状态进入稳定状态，从而证明了该方法的正确性和 可靠性。