用于开关电压调节器的电感器电流测量补偿

摘要

本发明提出了一种用于开关电压调节器的电流估计方法，开关电压调节器通过电感器传送电流至负载，该方法包括：测量与电感器并联耦接的RC电流检测网络的电容器两端的电压；基于RC电流检测网络的电容器两端的所测得的电压来产生电感器中的电流的估计；通过补偿滤波器来调整电感器中的电流的估计，补偿滤波器根据温度和电流中的至少一个来补偿电感器的电感变化。

说明书

技术领域

本申请关于开关电压调节器，尤其是关于用于开关电压调节器 的电感电流测量补偿。

背景技术

开关电压调节器由于它们的高效以及该些转换器所消耗的面积/ 体积小被广泛地用在用于多种应用的现代电子系统，该些应用譬如 用于通信的计算(服务器以及移动)和点负载系统(PointofLoad System，POLs)。广泛应用的开关电压调节器拓补包括降压、升压、 降压-升压、正向、反激式、半桥、全桥以及SEPIC拓补。多相位降 压转换器尤其适合提供被高性能集成电路(譬如，微处理器、图像 处理器以及网络处理器)所需的低压高电流。降压转换器利用有源 元件和无源元件来实施，有源元件譬如是脉宽调制PWM控制IC、 驱动电路，包括功率MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管) 的多个相位，无源元件譬如是电感器、变压器或耦接的电感器、电 容器和电阻器。多个相位(功率级)能够通过分别的电感器并联连 接至负载，以满足高输出电流的要求。

为了安全、稳健性地运行，需要精确了解由开关电压调节器提 供的电流。误差的电流测量能够导致过早脱扣过电流保护 (Over-currentprotection，OCP)，这在高可靠性应用(譬如数据中 心的服务器)是不期望的，或是能够导致灾难性设备故障的脱扣OCP 的故障。不论发生何种情况，误差电流信息引起可能处于产品规格 之外的误差输出电压设置点。

用于确定流过开关电压调节器中电感器电流的标准技术被称为 DCR检测，其利用该电感器的非理想的DC电阻(DCresistance, DCR)。电感器的DCR在用于现有元件的数据表的额定条件下被规 定，或是在自定义设计中被计算或测量。利用DCR检测，RC检测 网络与电感器并联，并且电容器两端的电压表示DCR两端的电压， 这意味着流过该电感器的电流有关于电容器电压和DCR值之比。对 于静态流过负载的DC电流，电容器两端的DC电压成比例于流过负 载的DC电流和电感器的DCR。对于动态电流，譬如流过负载的变 化电流或电感器中的纹波电流，如果RC网络的时间常数与电感器的 电感和DCR的时间常数相匹配，电容器两端的瞬时值与电感器中的 瞬态电流成比例。然而，电感和DCR随着温度变化，这意味着电流 信息仅在时间常数匹配的温度下才精确。

很多通常的开关电压调节器使用负温度系数热敏电阻(negative temperaturecoefficientNTC)网络来增大DCR测量。该用于DCR补 偿的NTC网络通常与用于过温保护(overtemperatureprotection， OTP)的NTC网络相分离，这增加了整个系统的成本、元件数量以 及信号传输复杂性。另外，温度补偿NTC网络不包含有用的信息。 代替的，温度补偿NTC网络是人工调谐的非智能网络。因此，该网 络对于其用于的平台是特定的。利用热影响(例如，电路板层数目、 空气流动、低效元件等等)改变设计参数要求改变硬件以对NTC网 络重调谐。另外，NTC网络的元件冗余引起电流测量的额外误差， 并且用于DCR补偿的NTC技术仅对DC测量有用。如此，电流的动 态或AC值没有被补偿。

发明内容

本发明提出了一种用于开关电压调节器的电流估计方法，所述 开关电压调节器通过电感器传送电流至负载，所述方法包括：测量 与所述电感器并联耦接的RC电流检测网络的电容器两端的电压；基 于在所述RC电流检测网络的所述电容器两端的所测得的电压来产 生所述电感器中的电流的估计；通过补偿滤波器来调整所述电感器 中的电流的所述估计，所述补偿滤波器根据温度和电流中的至少一 个来补偿所述电感器的电感变化。

本发明还提出了一种用于控制开关电压调节器运行的控制器， 所述开关电压调节器通过电感器传送电流至负载，所述控制器包括： RC电流检测网络，其与所述电感器并联耦接；电流估计器，其可操 作为基于在所述RC电流检测网络的所述电容两端的所测得的电压， 来产生所述电感器中所述电流的估计；补偿滤波器，其可操作为通 过根据温度和电流中的至少一个来补偿所述电感器的电感的变化来 调整所述电感器中所述电流的估计。

本发明还提出了一种多相开关电压调节器，包括：多个相，其 可操作为传送电流至负载，每个相通过电感器被连接至所述负载； RC电流检测网络，其与每个电感器并联耦接；电流估计器，其可操 作为基于在所述RC电流检测网络的所述电容器器两端所测得的电 压，产生所述电感器中的个体电流的估计，并且基于所述电感器的 所述个体电流估计来产生总电流估计；补偿滤波器，其可操作为通 过根据温度和电流中的至少一个来补偿所述电感器的所述电感的变 化来调整所述总电流估计。

本领域技术人员将通过阅读以下详细的描述和查看附图，认识 到另外的功能和优点。

附图说明

图中的元件无需相互成比例。相同的参照数字标出对应的类似 的部件。不同的描述的实施例的功能可以被接合，除非它们彼此排 斥。实施例在途中被示出，并且在下面的描述中被细化。

图1示出了具有补偿的电感器DCR电流检测的多相位开关电压 调节器的实施例的模块图；

图2示出了用于具有电感器DCR电流检测的开关电压调节器的 补偿的方法的实施例的流程图；

图3示出了提供温度补偿至具有电感器DCR电流检测的多相位 开关电压调节器的补偿滤波器的实施例的模块图；

图4示出了提供取决于电流的温度补偿至具有电感器DCR电流 检测的多相位开关电压调节器的补偿滤波器的实施例的模块图；

图5示出了显示多相位开关电压调节器的电感器的电感的电流 依赖性的点状图。

具体实施方式

本文描述的实施例提供了基于DCR的电流估计技术，其补偿 DCR和相位电感之间的差值变化。在一些实施例中，开关电压调节 器的实际温度的读取被用于实施电流估计补偿。相同的温度测量被 用于补偿基于DCR的电流估计过程，也能够被用于过电流和过温保 护过程。在其他实施例中，相位电感的电流依赖性被用来实施电流 估计补偿。其它类型的补偿也能够被使用，譬如，电压或频率补偿。 在各种情形中，基于这里描述的电流估计补偿技术，稳态(DC)和 瞬态(AC)负载条件可以通过使用具有非常数的频率响应的补偿滤 波器来被减缓。

图1示出了开关电压调节器100的实施例，其包括具有多个相 位104的功率级102以及用于控制功率级102的控制器106(譬如， 微控制器、微处理器、专用集成电路ASIC等)。每个相位104可操 作为通过分离的电感器(L_O)传送相电流(I_Ln)至负载，该负载经 由该些电感和输出电容器(C_O)连接至开关电压调节器100。该负 载可以是高性能集成电路，譬如，微处理器、图像处理器、网络处 理器等，或要求电压调节的其他类型的集成电路，譬如点负载(Point ofLoad，POL。该负载在图1中由电阻器R_L表示。

每个相位104具有用于通过对应的电感器耦接至负载的高侧晶 体管Q1和低侧晶体管Q2。每个相位104的高侧晶体管可开关地将 该负载连接至开关电压调节器100的输入电压(Vin)，并且该对应 的低侧晶体管可开关地在不同的时期将该负载连接至地。图1示出 了N个相位。功率级102能够包括任意数目的相位，包括单个相位 或更多个相位。

通过调整传送至负载的相电流，控制器106通过功率级102调 节被传送至负载的电压(V_O)。控制器106能够包括脉宽调制器 (Powerwidthmodulator，PWM)108，PWM108用于通过对应的PWM 控制信号(PWM1、PWM2、...、PWMn)来开关功率级102的每个 相位104，从而功率级102通过对应的电感器以及高侧或低侧晶体管 来产生(source)或汇集(sink)电流至该负载。当PWM控制信号 处于逻辑电平高时，该高侧晶体管处于导通状态，该电感器电流通 过该高侧晶体管被产生或汇集，并且电感器中的电流在该期间升高。 这通常被称为“导通时间(on-time)”，并且功率级102被视为被 “开启(turnedon)”。当PWM控制信号处理逻辑电平低的时候， 该低侧晶体管处于导通状态，电流自低侧晶体管产生或汇集，并且 电感器中的电流在该期间降低。这通常被称为“关断时间(off-time)”， 并且功率级102被视为被“关闭(turnedoff)”。当PWM控制信号 处于三态或高阻抗逻辑电平(PWM控制信号不是高也不是低)，高 侧和低侧晶体管均处于非导通转改，电流通过低侧或高侧晶体管的 体二极管被产生或汇集，并且电感器中的电流的幅度降低至零。这 通常为称为“高阻(HiZ)时间”或“非活跃(inactive)时间”，并 且功率级102被视为处于“HiZ”或非活跃。

开关电压调节器100能够产生或汇集电流，并且每个电感器电 流均具有预期的锯齿或三角形或纹波形状，因为取决于哪个晶体管 导通，电感器电流必须减少或增加。在不连续导通模式(Discontinuous conductionmodeDCM)中，当电感器电流为零时，低侧晶体管不被 允许导通。该周期由导通时间、随后的关闭时间、随后的HiZ时间。 在HiZ时间，电感器电流接近零并且当其邻近零时其在该周期期间 并不改变。

在CCM或DCM中，响应于由控制器106提供的PWM控制信 号，功率级102的驱动器110将栅驱动信号提供至对应相位104的 高侧和低侧晶体管的栅极。相位104的激活状态以及高侧和低侧晶 体管的占空比至少部分地基于施加至负载的输出电压(V_O)被确定， 从而开关电压调节器100对于负载条件改变能够尽可能快地并可靠 地反应。

控制器106能够管理参考电压从一个到另一个的改变。控制器 106能够确定输出电压Vo和参考电压之间的误差，并且将误差电压 转换至提供之PWM108的数字表示，该数字表示用于修改相位104 的开关周期，例如通过调整占空比。这种电压调节功能是通常数字 控制开关电压调节器的标准，并且关于此没有给出进一步的解释。

除了调节传送至负载的电压，控制器106还监测(例如，通过 DCR检测测量注入进对应电感器的相电流(I_Ln))由相位104传送 至负载的相电流。控制器106基于由DCR检测来测量的相电流，估 计由开关电压调节器100传送的总电流。

由开关电压调节器控制器106实施的电流估计方法在下面参照 图2进行解释。开关电压调节器100的功率级102包括与每个相位 104并联耦接的RC电流检测网络112。RC电流检测网络112包括 与电容器C_sen串联连接的电阻器R_sen。RC电流检测网络112导致电 感器的非理想DC电阻(DCR)。在电容器C_sen两端检测的电压V_cn表示该电感器的DCR上的电压，这意味着电感器中的电流I_Ln与电 感器电压和DCR值之比有关(块200)。

控制器106包括电流传感器114，该电流传感器114基于分别的 RC电流检测网络的电容器上检测的电压(V_C1、V_C2，...，V_Cn)产生 每个电感器中的电流的估计。在一个实施例中，控制器106是数字 控制器，并且电流传感器114包括模数转换器ADC116，其用于将由 RC电流检测网络112的个体电压(V_C1、V_C2，...，V_Cn)转换为对应 的数字值。由ADC116输出的数字化值表示了各相电流的估计，其 被累加118以提供数字的总电流估计IT。在单相开关电压调节器的 情况下，调节器包括仅一个输出电感L，并且累加级118可以略去。 在这种情况下，图1中示出的数字化的总电流估计I_T是该单个电感 器的确定的电流估计。

控制器106包括补偿滤波器120以用于调整数字化总电流估计 I_T(块220)。依据图1的实施例，补偿滤波器120是温度补偿滤波 器，其根据温度补偿电感器的DCR的变化。为了这个目的，开关电 压调节器100还包括用于测量开关电压调节器100的温度的温度传 感器122。任何输出随温度变化的电压、电流或电阻并且被转化为实 际温度读数的标准的温度传感器均可以被使用。在数字架构的情况 下，控制器106能够包括用于将所测得的温度读数转化为对应的数 字化值T的ADC124。该控制器106使用开关电压调节器100的测 量的温度作为电流估计和过温保护过程以及其他由控制器106实施 的控制过程的部分。

在一实施例中，温度补偿滤波器120基于由电流传感器114产 生的总电流估计I_T和作为所测得的温度T的函数的多个滤波器系数 来产生温度补偿总电流估计I_T,Comp。该滤波器系数也是其他与RC电 流检测网络112、输出电感LO以及控制器106运行有关的参数的函 数。这些额外的参数可以被存储在控制器116的数据寄存器128中。 温度补偿滤波器120可以在稳态(DC)和瞬态(AC)条件下缓和取 决于温度的测量误差。例如，温度补偿滤波器120可以具有非常数 的频率响应。该温度补偿滤波器120的数字实施例在本文结合图3 更详细地描述。

控制器106还包括向调节器100提供过温保护的过温保护电路 130。如果调节器运行不能被维持而不超出正或负温度限制，过温保 护电路130能够关闭开关电压调节器100。基于用于补偿DCR和电 感器电感之间的温度变化的相同的测量的温度T，过温保护电路130 实施过温保护机制。这种方式，用于该些相位104的额外的温度传 感器可以被省略，降低了系统尺寸和成本。任何标准的过温保护可 以被使用。

图3示出了温度补偿滤波器120的实施例，其被包括于开关电 压调节器控制器106中，或与开关电压调节器控制器106相关联。 依据这种实施例，温度补偿滤波器120是具有非常数频率响应的数 字滤波器，从而缓和在稳态(或DC)和瞬态(或AC)条件中的温 度有关的测量误差。

温度补偿滤波器120接收由电流传感器114产生的数字总测量 电流I_T以及由温度传感器122测量的数字温度读数T作为输入。温 度补偿滤波器120还接收与RC电流检测网络112、输出电感器L_O和控制器106的运行相关的其他参数作为输入，其可以被存储在控 制器106的数据寄存器128中。

温度补偿滤波器120实施具有可编程的增益、极点和零点的线 性一阶传输功能。滤波器120的输入对应于RC电流检测网络112 的电容器上的测量的电压。如果滤波器120的增益被设置为1/DCR， 滤波器120的极点被设置为1/RC，以及该滤波器的零点被设置为 DCR/L，那滤波器120的输出电感器中的电流的动态精确估计。该 可编程的增益、极点和零点可以随温度变化，从而这些值对应于温 度有关的DCR、DCR/L和RC值。在额定条件下改变滤波器120的 极点/零点分布的能力意味着RC电流检测网络112的时间常数不必 须在额定条件下与电感器和其DCR的时间常数。温度补偿可以使用 查阅表、分段线性、温度斜率补偿或高阶函数来被实施。温度补偿 滤波器120因此允许控制器106在当对系统中温度变化进行补偿时 估计电感器中的电流。

温度补偿滤波器120的系数(k₁,k₂)被根据对滤波器120的参数 输入的函数进行确定。例如，控制器106根据下式计算该滤波器系 数中的第一个(k₁):

k₁＝τ_CΔ_T/τ_L(1)

其中，τ_C＝R_senxC_sen，ΔT＝α(T-T0)，τ_L＝L_O/DCR，α是构成输出电感器 的材料的电阻率的温度系数(例如，铜为0.0038/K),R_sen是对应的 RC电流检测网络112的电阻器的电阻，C_sen是对应的RC电流检测 网络112的电容器的电容，L_O是对应的电感器的电感，以及DCR是 该电感(在额定条件下规定)的非理想DC电阻。电感器的供应者 通常以欧姆Ohm来指定电感器在特定的温度下的DCR，例如，在 25℃时为0.5毫欧姆。如此，滤波器系数k₁是RC电流检测网络112 的时间常数τ_C、电感器的时间常数τ_L以及温度参数(Δ_T)的函数， 其中，RC电流检测网络112测量流过调节器100的输出电感的电流， 温度参数(Δ_T)是所测得的温度(T)和电感器被规定的温度(T₀) 之间差值的函数。如此，在稳态(或DC)和瞬态(或AC)条件下， 控制器106使用所测得的温度(T)来补偿DCR和电感器电感之间 的温度变化。

控制器106根据下式计算该滤波器系数中的第二个(k₂)：

k2＝(1-(1+Δ_T)/(F_sτ_L)

其中，F_S是由电流传感器114对电感器电流进行估计的采样频率。 温度补偿滤波器120由图3中示出的控制器106使用滤波器系数k₁和k₂来实施。例如，温度补偿滤波器120能够使用比例积分微分 (proportionalintegralderivative，PID)控制器来被实现，其中系数k₁被用在积分项(I)中，并且滤波器系数k₂被用在微分项(D)中。 比例项(P)能够使用单位增益或其他增益值。

对于温度补偿实施例一般而言，控制器106基于总测量电流I_T和作为所测量温度T的函数的滤波器系数(k₁,k₂)来产生温度补偿 总电流估计(I_T,Comp)。控制器106能够使用温度补偿总电流估计来 帮助用于开关电压调节器100的多种控制函数126(譬如，自适应电 压定位(Adaptivevoltagepositioning，AVP))。开关电压调节器的 动态电压调节可以是成问题的。例如，输出电容器能被用来减少在 瞬态期间产生的电压尖峰。然而，由于尺寸和成本的问题，增加输 出电容器的数目来满足高瞬态要求不是合适的方案。对于动态电压 调节，AVP是更加可行的方式。AVP后面的基本构思是控制输出电 压电平(V_O)，从而在满负载的情况下其略大于最小值，并且在轻 载下略低于最大值。因此，全部的电压冗余窗口在瞬态期间，可以 被用于电压跳变或下降。

控制器106能够实现AVP滤波器300，AVP滤波器300对温度 补偿总电流估计(I_T,Comp)进行滤波从而提供动态电压调节。由AVP 滤波器300实施的滤波可以是图3中的负载线RLL和AVP滤波器 300的带宽(wavp)的函数。负载线表示与(非线性)负载连接的 开关电压调节器100的线性部分的响应。开关电压调节器100的输 出电压电平V_O由AVP滤波器300来控制，从而输出电压电平在满 载时大于最小值，并且在轻载时小于最大值。控制器106能够使用 温度补偿总电流估计(I_T,Comp)来帮助开关电压调节器100的其他控 制功能，譬如在多相位的情况下的电流平衡和相位减少/增加功能。

图4示出了电流补偿滤波器400的实施例，其用于调整由电流 传感器114产生的数字电流估计I_T。依据本实施例，该相位电感的 电流依赖性被用来实施电流估计补偿。在图4中示出的电流补偿滤 波器400的结构与图3中示出的温度补偿滤波器120的结构类似， 然而，该滤波器系数被不同地计算，并且在第一求和处存在负号。

电流补偿滤波器400的系数(k₁,k₂)根据输入至滤波器400的参数 而确定。例如，控制器106计算滤波器系数的第一个系数(k₁)如下式：

k1＝τ_C/τ_ΔI-1(3)

其中，τ_C＝R_senxC_sen，并且τ_ΔI＝L(I)/DCR，L(I)是根据电流变化的电感 的估计，并且被给定为：

L(I)＝m_L+L_b(4)

其中，m_L是根据电流变化的电感减少的斜率，I是电流，并且L_b是 电感相对于电流的外推斜率的截距。在一实施例中，电流补偿滤波 器400假定电感相对于电流线性减少，即，m_L是线性的。图5示出 了电感器的电感如何随着电流(I)和温度(ΔT℃)而变化。该电感 相对平地从0A到电流(I_K)，然后开始基本上线性地减少。

控制器106计算电流补偿滤波器系数中的第二系数(k₂)，如下 式：

k2＝1/(1+1/(F_sτΔI))(5)

其中，F_S是由电流传感器114对电感器电流进行估计的采样的频率。 数字电流补偿滤波器400由图4中示出的控制器106使用滤波器系 数k₁和k₂来实施。例如，电流补偿滤波器400能够使用比例积分微 分(proportionalintegralderivative，PID)控制器来被实现，其中系 数k₁被用在积分项(I)中，并且滤波器系数k₂被用在微分项(D) 中。比例项(P)能够使用单位增益或其他增益值。在一个实施例中， 控制器106可以在电感器电流的范围(L_flat)上使电流补偿滤波器400 不能工作，如图5所示，在该范围上m_L是相对平坦的。当滤波器400 被使得无法工作上时，其对相电流估计没有影响。通过将系数k₁和 k₂设置为1，滤波器400能够被使得无法工作上。

术语如“第一”、“第二”以及类似的被用来描述不同的元件、 区域、部分等等，并且不意在限制。相同的术语指向描述中的相同 的元件。

如本文所使用的，术语“具有”、“包含”、“包括”以及类 似的是开放性术语，用于指示阐明的元件或功能的存在，但并不排 除其他的元件或功能。冠词“一(a和an)”、“该(the)”被用 来包括复数和单数，除非上下文清楚地指出另外方面。

可以理解的是，这里描述的不同的实施例的特点可以相互结合， 除非明确地指出另外方面。

因此，虽然本发明已参考特定示例进行描述，本领域技术人员 可以理解的是多种可替换的和/或等同实施方式可以来替换示出和描 述的特定的实施例，而不会背离本发明的范围。本发明意在覆盖本 文讨论的特定实施例的适配或变化。因此，本发明仅仅通过权利要 求和其等同来被限制。