一种基于状态反馈的LCL型逆变器解耦控制方法

摘要

本发明涉及一种基于状态反馈的LCL型逆变器解耦控制方法，包括：S1：设定入网电流给定值i2的有功分量和无功分量，实时采集监测参数，监测参数包括入网电流实际值i2、电容两端电压实际值uc、流过第一电感的电流实际值i1和电网电压e，并得到监测参数对应的有功分量和无功分量；S2：入网电流给定值i2的有功分量和无功分量分别通过监测参数的状态反馈和闭环控制获得并网逆变器输出电压给定值的有功分量和无功分量；S3：根据并网逆变器输出电压给定值的有功分量和无功分量进行PWM控制，输出的开关控制PWM波控制并网逆变器。与现有技术相比，本发明既实现有功、无功分量独立控制，又保证较高的输出电流质量。

说明书

技术领域

本发明涉及逆变器控制领域，尤其是涉及一种基于状态反馈的LCL型逆变器 解耦控制方法。

背景技术

新能源发电技术的迅速发展，使得并网逆变技术成为研究热点。作为并网逆 变系统的关键部分，并网逆变器通常采用脉宽调制技术(PWM)，其输出电流中含 有高次谐波，无法满足并网要求。因此，其输出与电网间需要接入滤波器，常用L 型和LCL型两种类型滤波器。LCL型滤波器与L型滤波器相比有更理想的高频滤 波效果，且体积和损耗均小于同等滤波效果的L型滤波器。如何通过改进控制策 略提高LCL型并网逆变器性能引起了广泛关注。如图11所示LCL型滤波器与并 网逆变器的连接示意图，LCL型滤波器包括第一电感L1、电容CJ和第二电感L2， 第一电感L1的一端连接并网逆变器的输出端，第一电感L1的另一端分别连接电 容CJ的正极和第二电感L2的一端，电容CJ的负极接地，第二电感L2的另一端 连接用电端。

根据参考坐标系的不同，并网逆变器的控制器可分为基于静止三相自然坐标 系和基于旋转两相同步坐标系两类。在静止三相坐标下，比例谐振控制器(PR) 能够直接对交流信号进行跟踪，避免了坐标变换所引起的耦合问题,然而PR存在难 以实现数字离散化等问题。因此，大多数应用场合选择基于同步坐标系的控制控制 策略。在同步坐标系下，三相交流信号经过abc/dq坐标变换变为两相直流信号。 但是变换得到的dq分量间存在耦合，该问题在LCL滤波器情况下变得尤为突出， 严重影响控制系统的动态性能。针对耦合问题，将耦合项当作外部干扰项直接忽略 的方案可以在很大程度上降低控制器的设计难度，实现dq分量之间的独立控制, 然而，直接忽略耦合项必然引起建模失真，导致输出电流质量降低。与直接忽略耦 合项相比，通过系统传递函数等效变换，引入耦合补偿项的方法提高了模型准确度， 能够保证较高的输出电流质量。然而，该方案实质上是通过引入适当的补偿项来替 代原有耦合项，以实现精确建模，但是无法消除dq分量间的耦合影响。

中国专利CN102545264A公开了一种基于状态量前馈解耦的并网逆变器的控 制方法，包括：(1)采集电网电压、电流反馈量和状态量；(2)根据电流反馈量生 成指令信号；(3)根据状态量求得前馈信号；(4)使指令信号与前馈信号叠加得到 调制信号，根据调制信号生成控制并网逆变器的开关信号。该专利通过引入前馈量 以实现三阶系统有源阻尼方案，状态量前馈将原三阶系统降解为一阶系统，简化了 控制器设计过程。然而，在采用同步坐标系下的控制方法时，由坐标变换带来的 dq分量之间的耦合问题在该专利中并没有考虑。

发明内容

本发明的目的就是为了克服上述现有技术存在的缺陷而提供一种基于状态反 馈的LCL型逆变器解耦控制方法，不仅保证了建模过程的准确性，确保较高的入 网电流质量，而且能有效消除dq分量间的耦合影响，实现输出有功与无功间的独 立控制，改善系统动态性能。

本发明的目的可以通过以下技术方案来实现：

一种基于状态反馈的LCL型逆变器解耦控制方法，用于并网逆变器的PWM 控制，所述并网逆变器通过LCL滤波器连接用电端，所述LCL滤波器包括第一电 感、电容和第二电感，该LCL型逆变器解耦控制方法包括以下步骤：

S1：设定入网电流给定值i₂的有功分量和无功分量，实时采集监测参数，监测 参数包括入网电流实际值i₂、电容两端电压实际值u_c、流过第一电感的电流实际值 i₁和电网电压e，并得到监测参数对应的有功分量和无功分量；

S2：入网电流给定值i₂的有功分量和无功分量分别通过监测参数的状态反馈和 闭环控制获得并网逆变器输出电压给定值的有功分量和无功分量；

S3：根据并网逆变器输出电压给定值的有功分量和无功分量进行PWM控 制，输出的开关控制PWM波控制并网逆变器。

所述步骤S2中获取并网逆变器输出电压给定值的有功分量的方法具体为：

11)入网电流给定值i₂的有功分量减去入网电流实际值i₂的有功分量后进行外 环PI控制获得经过状态反馈后电容两端电压值u_c′的有功分量；

12)u_c′的有功分量分别减去第二电感的无功分量耦合项和e的有功分量后获得 电容两端电压给定值的有功分量；

13)电容两端电压给定值的有功分量减去电容两端电压实际值u_c的有功分量 后进行中环P控制获得经过状态反馈后第一个电感的电流值i₁′的有功分量；

14)i₁′的有功分量分别减去电容的无功分量耦合项和入网电流实际值i₂的有功 分量后获得流过第一电感的电流给定值的有功分量；

15)流过第一电感的电流给定值的有功分量减去流过第一电感的电流实际值 i₁的有功分量后进行内环P控制获得经过状态反馈后并网逆变器输出电压值u₁′的有 功分量；

16)u₁′的有功分量分别减去第一电感的无功分量耦合项和电容两端电压实际值 u_c的有功分量后获得并网逆变器输出电压给定值的有功分量；

获取并网逆变器输出电压给定值的无功分量的方法具体为：

21)入网电流给定值i₂的无功分量减去入网电流实际值i₂的无功分量后进行外 环PI控制获得经过状态反馈后电容两端电压值u_c′的无功分量；

22)u_c′的无功分量加上第二电感的有功分量耦合项后减去e的无功分量，获得 电容两端电压给定值的无功分量；

23)电容两端电压给定值的无功分量减去电容两端电压实际值u_c的无功分量 后进行中环P控制获得经过状态反馈后第一个电感的电流值i₁′的无功分量；

24)i₁′的无功分量加上电容的有功分量耦合项后减去入网电流实际值i₂的无功 分量，获得流过第一电感的电流给定值的无功分量；

25)流过第一电感的电流给定值的无功分量减去流过第一电感的电流实际值 i₁的无功分量后进行内环P控制获得经过状态反馈后并网逆变器输出电压值u₁′的无 功分量；

26)u₁′的无功分量加上第一电感的有功分量耦合项后减去电容两端电压实际值 u_c的无功分量，获得并网逆变器输出电压给定值的无功分量。

所述第二电感的有功分量耦合项和无功分量耦合项分别为ωL₂i_2d和ωL₂i_2q，其 中，ω为电网电压角频率，L₂为第二电感的电感值，下标d表示有功分量，下标q 表示无功分量。

所述电容的有功分量耦合项和无功分量耦合项分别为ωCu_cd和ωCu_cq，其中，ω 为电网电压角频率，C为电容的电容值，下标d表示有功分量，下标q表示无功分 量。

所述第一电感的有功分量耦合项和无功分量耦合项分别为ωL₁i_1d和ωL₁i_1d，其 中，ω为电网电压角频率，L₁为第一电感的电感值，下标d表示有功分量，下标q 表示无功分量。

所述外环PI控制的比例系数K_P1、积分系数K_I以及中环P控制的比例系数K_P2和内环P控制的比例系数K_P3满足以下公式：

$K_{P2}=\frac{0.01K_{P3}^2-6}{2K_{P3}}---\left(1\right)$

$\sqrt{\frac{K_I{K}_{P2}{K}_{P3}}{L_1{\mathrm{CL}}_2}}=2\frac{K_I}{K_{P1}}---\left(2\right)$

$\sqrt{\frac{K_{P2}{K}_{P3}{L}_2+L_1+L_2}{L_1{\mathrm{CL}}_2}}·\frac{K_{P1}}{K_I}=10---\left(3\right)$

其中，L₁为第一电感的电感值，C为电容的电容值，L₂为第二电感的电感值。

与现有技术相比，本发明具有以下优点：

1)通过去除LCL滤波器带来的耦合项，消除了同步坐标系下dq分量之间的 耦合问题，实现了dq分量之间的动态解耦，能够有效消除有功与无功分量之间的 耦合影响，实现有功、无功分量的独立控制；

2)通过去除LCL滤波器带来的耦合项，实现了系统的精确建模，使得控制系 统的设计更为准确，保证输出入网电流有较高的电能质量；

3)通过去除LCL滤波器带来的耦合项，在保证系统精确建模的基础上实现了 dq分量之间的动态解耦，消除了电流指令变化时其有功分量与无功分量之间的耦 合影响，改善电流指令变化时系统动态性能。

4)为了保证系统稳定性、稳定裕度要求，对外环、中环和内环的控制参数K_P1、 K_I、K_P2、K_P3进行优化设计，从而提供系统稳定性和稳定裕度。

附图说明

图1为本发明的控制框图；

图2为直接忽略耦合项方案的控制框图；

图3为d轴等效变换的示意图；

其中，(3a)为等效变换前d轴模型示意图，(3b)为等效变换后d轴模型示 意图；

图4为补偿耦合项方案的控制框图；

图5为包含状态反馈的系统方框图；

图6为L₁解耦后模型结构示意图；

图7为电容C解耦后模型结构示意图；

图8为电感L₂解耦后模型结构示意图；

图9为入网电流仿真波形示意图；

其中，(9a)为本发明所提出方案的入网电流仿真波形示意图，(9b)为直接 忽略耦合项方案的入网电流仿真波形示意图，(9c)为补偿耦合项方案的入网电流 仿真波形示意图；

图10为入网电流dq分量示意图；

其中，(10a)为本发明所提出方案的入网电流dq分量示意图，(10b)为直接 忽略耦合项方案的入网电流dq分量示意图，(10c)为补偿耦合项方案的入网电流 dq分量示意图；

图11为LCL型滤波器与并网逆变器的连接示意图。

图中，L1：LCL型滤波器中的第一电感；

CJ：LCL型滤波器中的电容；

L2：LCL型滤波器中的第二电感；

下标d：有功分量或d轴分量；

下标q：无功分量或q轴分量；

L₁、L₂、C：LCL滤波器参数，其中，L₁为第一电感的电感值，L₂为第二电 感的电感值，C为电容的电容值；

ω：电网电压角频率；

e：电网电压；

i₁：流过第一电感的电流实际值；

流过第一电感的电流给定值；

i₁′：经过状态反馈后第一个电感的电流值；

i₂：入网电流实际值；

入网电流给定值；

i_c：流过电容的电流实际值；

流过电容的电流实际值；

u_c：电容两端电压实际值；

电容两端电压给定值；

u₁：并网逆变器输出电压实际值；

并网逆变器输出电压给定值；

u₁′：经过状态反馈后并网逆变器输出电压值；

u_c′：经过状态反馈后电容两端电压值；

K_1P：外环入网电流PI控制器比例系数；

K_I：外环入网电流PI控制器积分系数；

K_2P：中环电容电压P控制器比例系数；

K_3P：内环机侧电感电流P控制器比例系数；

x₁：状态变量；

状态变量的微分；

u₁：输入变量；

y₁：输出变量；

A₁：状态矩阵；

B₁：输入矩阵；

C₁：输出矩阵；

H₁：状态反馈矩阵；

s：拉普拉斯变换算子。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明进行详细说明。本实施例以本发明技术方 案为前提进行实施，给出了详细的实施方式和具体的操作过程，但本发明的保护范 围不限于下述的实施例。

针对现有传统方法的不足，本发明提出了一种基于状态反馈的LCL型逆变器 解耦控制方法，用于并网逆变器的PWM控制，如图11所示，并网逆变器通过LCL 滤波器连接用电端，LCL滤波器包括第一电感L1、电容CJ和第二电感L2，第一 电感L1的一端连接并网逆变器的输出端，第一电感L1的另一端分别连接电容CJ 的正极和第二电感L2的一端，电容CJ的负极接地，第二电感L2的另一端连接用 电端，通过采用状态反馈实现动态解耦。下面对原理进行说明：

(1)由于耦合项的表达式中含有电感值或电容值项，而且一般电感电容值都 较小，相对于而言，耦合项的值一般很小。因而，在模型精度要求不高时可直接忽 略，进而设计出图2所示的传统双闭环控制策略，为了抑制LCL三阶系统由于阻 尼不足而引起的谐振问题，内环采用P控制器以增加系统阻尼，保证系统稳定性； 外环采用PI控制器以实现对给定入网电流信号的跟踪。此方法能够保证系统稳定 性，并实现对给定输出入网电流的跟踪。本发明方案采用状态反馈以实现各个状态 变量dq分量间的解耦独立控制，由于本系统状态变量为两个电感电流和一个电容 两端电压，故需要三环结构来实现本发明中所提出的策略。与传统双闭环控制相比， 本发明中的三闭环策略实现了系统精确建模和消除了dq分量间的耦合问题。

(2)以d轴为例，根据等效原理，图3中的两个框图的输出电流i_2d与输入电 压u_1d之间应该有相同的传递函数关系，对图3(a)有：

(s³L₁CL₂+sL₁)i_2d＝u_1d-u_cd-s²L₁Ce_d-ωL₁i_1q+s²L₁CωL₂i_2q-sL₁ωCu_cq(4)

对图3(b)有：

(s³L₁CL₂+sL₁)i_2d＝u_1d-u_cd-s²L₁Ce_d-dLCL(5)

则：

dLCL＝ωL₁i_1q-s²L₁CωL₂i_2q+sL₁ωCu_cq(6)

消除变量s后得到d轴耦合补偿项dLCL：

dLCL＝dL₁+dC+dL₂＝3ωL₁i_1q-(2ωL₁+ω³L₁CL₂)·i_2q+3ω²L₁C·u_cd-ω²L₁Ce_d(7)

用同样的方法，可以得到q轴耦合补偿项qLCL：

qLCL＝3ωL₁i_1d-(2ωL₁+ω³L₁CL₂)·i_2d-3ω²L₁C·u_cq+ω²L₁Ce_q(8)

根据所得到的耦合补偿项，设计出图4所示包含有耦合补偿项的控制策略，并 采用与图2相同的双闭环策略。

(3)在静止坐标系下，对第一电感L1有：

$\{\begin{array}{c}{u}_{1d}-u_{cd}=L_1\frac{{\mathrm{di}}_{1d}}{dt}-{\mathrm{\omega L}}_1{i}_{1q}\\ u_{1q}-u_{cq}=L_1\frac{{\mathrm{di}}_{1q}}{dt}+{\mathrm{\omega L}}_1{i}_{1d}\end{array}---\left(9\right)$

式中，ωL₁i_1q和ωL₁i_1d即为第一电感L1的dq分量耦合项。

将式(9)写为状态空间形式：

$\{\begin{array}{c}{\stackrel{·}{x}}_1=A_1·x_1+B_1·u_1\\ y_1=C_1·x_1\end{array}---\left(10\right)$

其中，x₁＝[i_1di_1q]^T，u₁＝[u_1d-u_cdu_1q-u_cq]^T，y₁＝[i_1di_1q]^T，$A_1=\left(\begin{array}{cc}0& \omega \\ -\omega & 0\end{array}\right),$$B_1=\left(\begin{array}{cc}1/L_1& 0\\ 0& 1/L_1\end{array}\right),C_1=\left(\begin{array}{cc}1& 0\\ 0& 1\end{array}\right).$

得到系统传递函数矩阵：

$G\left(s\right)=\frac{y_1}{u_1}=\left(\begin{array}{cc}\frac{s}{L_1·(s^2+{\omega }^2)}& \frac{\omega }{L_1·(s^2+{\omega }^2)}\\ \frac{-\omega }{L_1·(s^2+{\omega }^2)}& \frac{s}{L_1·(s^2+{\omega }^2)}\end{array}\right)---\left(11\right)$

式(11)所表示的传递函数矩阵为非对角矩阵，表明该双输入双输出线性时不 变系统存在耦合，可引入状态反馈实现对角化，进而实现严格意义下的动态解耦。 图5为包含状态反馈的系统方框图，图5中，H₁为状态反馈矩阵。

引入状态反馈后，可得到系统传递函数矩阵：

G′(s)＝C₁·(sI-A₁+B₁H₁)^-1·B₁(12)

为保证解耦后系统传递函数矩阵为对角阵，得到：

$H_1=\left(\begin{array}{cc}0& {\mathrm{\omega L}}_1\\ -{\mathrm{\omega L}}_1& 0\end{array}\right)---\left(13\right)$

解耦后的传递函数矩阵：

$G_1\left(s\right)=\frac{i_1}{u_1^{\prime }}=\left(\begin{array}{cc}1/{\mathrm{sL}}_1& 0\\ 0& 1/{\mathrm{sL}}_1\end{array}\right)---\left(14\right)$

其中，$u_1^{\prime }=\left(\begin{array}{c}{u}_{1d}^{\prime }\\ u_{1q}^{\prime }\end{array}\right)=\left(\begin{array}{c}{u}_{1d}-u_{cd}-{\mathrm{\omega L}}_1{i}_{1q}\\ u_{1q}-u_{cq}+{\mathrm{\omega L}}_1{i}_{1d}\end{array}\right).$

得到第一电感L1解耦后结构如下图6所示。

如图7、图8所示，采用同样的方法对电容CJ、第二电感L2进行状态反馈解 耦，状态反馈矩阵、解耦后的传递函数矩阵以及解耦后结构如下：

$H_2=\left(\begin{array}{cc}0& \omega C\\ -\omega C& 0\end{array}\right)---\left(15\right)$

$G_2\left(s\right)=\frac{u_c}{u_2^{\prime }}=\left(\begin{array}{cc}1/sC& 0\\ 0& 1/sC\end{array}\right)---\left(16\right)$

$H_3=\left(\begin{array}{cc}0& {\mathrm{\omega L}}_2\\ -{\mathrm{\omega L}}_2& 0\end{array}\right)---\left(17\right)$

$G_3\left(s\right)=\frac{i_2}{u_3^{\prime }}=\left(\begin{array}{cc}1/{\mathrm{sL}}_2& 0\\ 0& 1/{\mathrm{sL}}_2\end{array}\right)---\left(18\right)$

其中，$u_2^{\prime }=\left(\begin{array}{c}{i}_{1d}^{\prime }\\ i_{1q}^{\prime }\end{array}\right)=\left(\begin{array}{c}{i}_{1d}-i_{2d}-{\mathrm{\omega Cu}}_{cq}\\ i_{1q}-i_{2q}+{\mathrm{\omega Cu}}_{cd}\end{array}\right),u_3^{\prime }=\left(\begin{array}{c}{u}_{cd}^{\prime }\\ u_{cq}^{\prime }\end{array}\right)=\left(\begin{array}{c}{u}_{cd}-e_d-{\mathrm{\omega L}}_2{i}_{2q}\\ u_{cq}-e_q+{\mathrm{\omega L}}_2{i}_{2d}\end{array}\right).$

根据图8所示三个状态变量均解耦后的结构框图进行控制器的设计，为实现本 发明中所述的方法，需要对两个电感电流及电容电压均进行反馈，故采用图1所示 的三闭环结构，并在每个反馈环中加入由以上分析所得的解耦补偿量。同时，为实 现对入网电流的跟踪，外环采用PI控制器，中环和内环只需要采用P控制器，采 用三个控制器分别控制一个状态变量。

综上，一种基于状态反馈的LCL型逆变器解耦控制方法如图1所示，包括以 下步骤：

S1：设定入网电流给定值i₂的有功分量和无功分量，实时采集监测参数，监测 参数包括入网电流实际值i₂、电容CJ两端电压实际值u_c、流过第一电感L1的电流 实际值i₁和电网电压e，并得到监测参数对应的有功分量和无功分量。

S2：入网电流给定值i₂的有功分量和无功分量分别通过监测参数的状态反馈和 设定控制参数的闭环控制获得并网逆变器输出电压给定值的有功分量和无功分 量。具体如下：

获取并网逆变器输出电压给定值的有功分量包括以下步骤：

11)入网电流给定值i₂的有功分量减去入网电流实际值i₂的有功分量后进行外 环PI控制获得经过状态反馈后电容CJ两端电压值u_c′的有功分量；

12)u_c′的有功分量分别减去第二电感L2的无功分量耦合项和e的有功分量后 获得电容CJ两端电压给定值的有功分量；

13)电容CJ两端电压给定值的有功分量减去电容CJ两端电压实际值u_c的 有功分量后进行中环P控制获得经过状态反馈后第一个电感的电流值i₁′的有功分 量；

14)i₁′的有功分量分别减去电容CJ的无功分量耦合项和入网电流实际值i₂的 有功分量后获得流过第一电感L1的电流给定值的有功分量；

15)流过第一电感L1的电流给定值的有功分量减去流过第一电感L1的电 流实际值i₁的有功分量后进行内环P控制获得经过状态反馈后并网逆变器输出电压 值u₁′的有功分量；

16)u₁′的有功分量分别减去第一电感L1的无功分量耦合项和电容CJ两端电 压实际值u_c的有功分量后获得并网逆变器输出电压给定值的有功分量。

获取并网逆变器输出电压给定值的无功分量包括以下步骤：

21)入网电流给定值i₂的无功分量减去入网电流实际值i₂的无功分量后进行外 环PI控制获得经过状态反馈后电容CJ两端电压值u_c′的无功分量；

22)u_c′的无功分量加上第二电感L2的有功分量耦合项后减去e的无功分量， 获得电容CJ两端电压给定值的无功分量；

23)电容CJ两端电压给定值的无功分量减去电容CJ两端电压实际值u_c的 无功分量后进行中环P控制获得经过状态反馈后第一个电感的电流值i₁′的无功分 量；

24)i₁′的无功分量加上电容CJ的有功分量耦合项后减去入网电流实际值i₂的 无功分量，获得流过第一电感L1的电流给定值的无功分量；

25)流过第一电感L1的电流给定值的无功分量减去流过第一电感L1的电 流实际值i₁的无功分量后进行内环P控制获得经过状态反馈后并网逆变器输出电压 值u₁′的无功分量；

26)u₁′的无功分量加上第一电感L1的有功分量耦合项后减去电容CJ两端电 压实际值u_c的无功分量，获得并网逆变器输出电压给定值的无功分量。

其中，第二电感L2的有功分量耦合项和无功分量耦合项分别为ωL₂i_2d和 ωL₂i_2q，电容CJ的有功分量耦合项和无功分量耦合项分别为ωCu_cd和ωCu_cq，第一 电感L1的有功分量耦合项和无功分量耦合项分别为ωL₁i_1d和ωL₁i_1d，ω为电网电压 角频率，L₂为第二电感L2的电感值，C为电容CJ的电容值，L₁为第一电感L1的 电感值，下标d表示有功分量，下标q表示无功分量，本发明方法中去除了这些耦 合项。

根据系统稳定性、稳定裕度要求，外环PI控制的比例系数K_P1、积分系数K_I以 及中环P控制的比例系数K_P2和内环P控制的比例系数K_P3满足以下公式：

$K_{P2}=\frac{0.01K_{P3}^2-6}{2K_{P3}}---\left(1\right)$

$\sqrt{\frac{K_I{K}_{P2}{K}_{P3}}{L_1{\mathrm{CL}}_2}}=2\frac{K_I}{K_{P1}}---\left(2\right)$

$\sqrt{\frac{K_{P2}{K}_{P3}{L}_2+L_1+L_2}{L_1{\mathrm{CL}}_2}}·\frac{K_{P1}}{K_I}=10---\left(3\right)$

本实施例中，选定滤波器参数L₁＝2mH、C＝20uF、L₂＝1mH，同时选择内环P 控制器参数K_P3＝100，计算得到外环PI控制器的比例系数K_P1＝15.045，积分系数 K_I＝53190，中环P控制器的比例系数K_P2＝0.47。

S3：根据并网逆变器输出电压给定值的有功分量和无功分量进行PWM控 制，输出的开关控制PWM波控制并网逆变器。

仿真试验中，设定仿真总时间为0.2s，0.1s时给定有功功率由额定功率7.6kW 阶跃变为3.8kW。本发明所提出的方案、直接忽略耦合项的方案以及补偿耦合项的 方案在相同条件下的入网电流及其dq分量分别如图9、图10所示。图9所示三种 方案三相输出入网电流THD值如下表1所示，对比可知所提出方案和补偿耦合项 方案有更高的输出电流质量；同时，对比图10所示有功功率阶跃变化时输出电流 dq分量波形可知，当有功功率指令变化时，补偿耦合项方案输出电流dq分量之间 出现耦合影响，而所提出方案和忽略耦合项方案能够有效抑制这种耦合影响。

表1三种不同控制策略入网电流THD分析结果

因此，较传统方法相比，本发明所提出的方法不仅保证了建模过程的准确性， 确保较高的入网电流质量，而且能有效消除dq分量间的耦合影响，实现输出有功 与无功间的独立控制，改善系统动态性能。