用于确定将被发射机节点使用的调制控制信息和参考信号设计的系统和方法

摘要

提供了一种用于在生成发射信号以通过无线链路的信道从发射机节点的发射机（逻辑天线）发射到接收者节点时确定将被发射机节点使用的调制控制信息和参考信号设计的方法和系统。调制控制信息被发射机节点用来将源数据转换成信息承载信号，并且该信息承载信号被与符合参考信号设计的参考信号组合以便产生发射信号。所述方法包括（a）从多个候选参考信号设计中选择候选参考信号设计，（b）确定用于信道的信道状态信息，（c）根据信道状态信息来确定用于所述信道的信噪比信息，以及（d）针对多个候选调制控制信息中的每一个，使用信噪比信息来确定用于所述信道的质量指示。然后针对所述多个中的每个候选参考信号设计重复所述步骤（a）至（d）。然后，从确定的质量指示中选择获胜的质量指示，并且然后将与获胜的质量指示相关联的候选参考信号设计和候选调制控制信息的组合输出到发射节点。用这种方法，可以针对可能参考信号设计和可能调制控制信息的每个组合确立质量指示，并且因此不仅考虑使用每个可能参考信号设计可实现的固有信道估计准确度，而且还考虑到针对每个可能调制控制信息的信道效应的数据传输效率和稳健性。

说明书

技术领域

本发明涉及用于在生成发射信号以通过无线链路的信道从发射机节点的发射机发射到接收者节点时确定将被发射机节点使用的调制控制信息和参考信号设计的系统和方法。

背景技术

在无线网络内，通常将存在需要相互通信的多个节点，并且在各种节点之间建立无线通信链路以支持此类通信。考虑无线电信网络，针对下行链路通信路径，发射机节点（例如基站（BS））可能需要与多个接收者节点（诸如移动站（MS）/最终用户设备（UE）的项目）通信。类似地，针对上行链路通信路径，多个发射机节点（例如MS/UE）可能需要与特定接收者节点（例如BS）通信。

每个发射机节点可提供一个或多个发射机，并且每个发射机可由一个或多个物理天线形成。针对每个天线，将电信号转换成电磁（无线电）波。可将一个或多个物理天线分组以形成逻辑天线。针对每个逻辑天线，将提供无线通信的信道。

穿过此类无线通信信道的无线信号（诸如射频（RF）信号）经受多次反射、衍射和散射效应。因此，从逻辑天线发射的原始信号将经由多个路径到达目的地接收天线。在接收天线处观察到的信号将是原始发射信号的衰减、相移和延迟副本的叠加。

信道估计是用来表征信道的影响的过程，并且通常接收者节点将包括用于生成信道状态信息（CSI）的信道估计器级，此类CSI包括诸如每个路径复衰减系数和路径延迟之类的信道估计。另外，CSI还可包括误差协方差矩阵，提供信道估计的估计准确度的度量。

CSI连同通过信道接收到的无线信号一起随后被馈送到接收者节点内的信道均衡器，其负责使多路径信道的效果反向，设法恢复接收信号以尽可能紧密地与原始发射信号匹配。在均衡期间使用信道相位的过程称为相干检测。

虽然可以利用信号的二阶和在某些情况下的更高阶统计而直接地根据接收信号来计算CSI，但此类方案的复杂性是非常高的，要求长处理时间以保证以缓慢适应能力的收敛，使得此方案不适合于快速时变的信道。

许多系统（包括现在在服务中的大部分电信系统）并不设法直接地根据接收信号来计算CSI，而是替代地使用导频辅助信道估计（PACE）技术。PACE方案依赖于将信息承载数据与已知参考数据复用，参考信号通常由称为导频或参考符号的许多符号组成。参考符号被接收机用来计算那些参考符号的已知位置处的信道估计（通常称为导频位置），并且然后在数据位置处执行内插/预测以估计信道。

信道估计的准确度取决于导频密度（导频比导频和数据符号的总数的分数）。随着导频密度增加，信道估计的质量也增加。然而，增加导频密度对数据吞吐量具有不利影响。另外，还可以通过给导频符号分配更多发射功率来改善信道估计，但是这是以减小用于数据符号的信噪比为代价的。还众所周知的是在某些类型的无线电信道中，导频位置还可影响信道估计的质量。因此，存在信道估计准确度与带宽效率之间的权衡。

在多种文章中已经解决了导频设计，即相对于数据符号，导频密度、导频位置和功率的分配，例如：

1）L.Tong,B.M.SadlerandM.Dong,"Pilot-AssistedWirelessTransmission,"SignalProcessingMagazine,IEEE,vol.21,no.6,pp.12-25,2004.

2）S.Adireddy,L.TongandH.Viswanathan,"Optimalplacementoftrainingforfrequency-selectiveblock-fadingchannels,"InformationTheory,IEEETransactionson,vol.48,no.8,pp.2338-2353,2002.

3）X.Ma,L.YangandG.B.Giannakis,"OptimaltrainingforMIMOfrequency-selectivefadingchannels,"WirelessCommunications,IEEETransactionson,vol.4,no.2,pp.453-466,2005.

4）R.NegiandJ.Cioffi,"PilottoneselectionforchannelestimationinamobileOFDMsystem,"ConsumerElectronics,IEEETransactionson,vol.44,no.3,pp.1122-1128,1998.

5）W.Zhang,X.-G.XiaandW.-K.Ma,"OnthenumberofpilotsforOFDMsysteminmultipathfadingchannels,"Acoustics,Speech,andSignalProcessing,2004.Proceedings.(ICASSP'04).IEEEInternationalConferenceon,vol.4,pp.iv-381-iv-384,2004。

如在上述文章1中所述，用于导频辅助传输方法的最常使用的设计准则是基于

1.信息理论度量（参见文章2和3），

2.信道估计（参见文章4），或者

3.源估计（参见文章5）。

考虑信息理论度量法，香农容量指定跨所有可能收发机设计的最大速率，在其上可以采取（assume）足够长的代码长度以任意小的错误概率在通信信道上发射信息。为了使得此度量更加实用，文章2和3的作者将信道估计器约束为线性最小均方误差（MMSE）接收机，并且然后前进至将互信息与信道估计和设计训练序列链接，其分别地使用于SISO（参见文章2）和MIMO（参见文章3）信道的平均互信息的下界最大化。对于正交频分复用（OFDM）系统中的频率选择性块衰落信道而言，这些文章推断出最佳解是使用相同发射功率将导频相等地分开放置。尽管有此强大的结果，但这些文章所使用的信息理论架构未能收获用于在无线系统中用来与导频符号相组合地生成在信道上发射的信息承载信号的实际编码调制方案（MCS）的系统性能。

上文识别的第二方法、即信道估计法依赖于导出作为导频的函数的信道估计，并且使该估计上的克拉美-罗界（CRB）或MMSE（参见文章4）最小化。并不奇怪，获得了与先前的方法相同的结果。最后，在文章5中提出了用于导频设计的第三且最终方法，其中，发现了作为导频间距的函数的平均BER（位出错率）的闭形解。在文章5中导出的BER也用于OFDM系统，但仅适用于QPSK调制信号。并未考虑较高阶调制，并且最重要的是完全忽视了编码。

用于导频设计的上述方法因此具有许多限制。特别地，其设法优化接收机链的一个特定子块，即信道估计块，而不考虑意图用来通过信道发射数据的调制和编码方案。然而，信息承载信号针对信道效应的稳健性将根据被用于数据的调制和编码方案而显著地改变。因此，此类已知的导频设计技术可以提供比考虑到将被用于数据的调制和编码方案实际上需要的更高的信道估计准确度，并且如前所述，信道估计准确度的增加一般地将对带宽效率具有不利影响，并且因此将不利地影响吞吐量。

此外，在现实环境中，在信道内经历的信道效应将随时间而改变，并且将期望提供一种可以根据需要来修改导频设计以便补偿此类时变影响的技术。

发明内容

从第一方面看，本发明提供了一种当生成发射信号以通过无线链路的信道从发射机节点的发射机发射到接收者节点时确定将被发射机节点使用的调制控制信息和参考信号设计的方法，所述调制控制信息被发射机节点用来将源数据转换成信息承载信号，并该信息承载信号被与符合参考信号设计的参考信号组合以便产生所述发射信号，该方法包括：

（a）从多个候选参考信号设计中选择候选参考信号设计；

（b）确定用于所述信道的信道状态信息，所述信道状态信息包括信道估计，其提供信道效应将如何随着发射信号被通过所述信道发射而修改发射信号的指示，并且所述信道状态信息还包括信道估计中的估计误差和在所述信道内经历的噪声的估计，至少基于所述所选候选参考信号设计来确定估计误差；

（c）根据信道状态信息来确定用于所述信道的信噪比信息；

（d）针对多个候选调制控制信息中的每一个，使用信噪比信息来确定用于所述信道的质量指示；

（e）针对所述多个中的每个候选参考信号设计重复所述步骤（a）至（d）；

（f）从所确定质量指示中选择获胜的（winning）质量指示；以及

（g）向发射节点输出与获胜的质量指示相关联的候选调制控制信息和候选参考信号设计的组合。

根据本发明，虑及针对信道指定的特定质量指示，产生参考信号设计和调制控制信息的组合。质量指示可以采取多种形式，但是在一个实施例中，是源数据的净吞吐量的指示。因此，在此类实施例中，可以选择由本发明的方法产生的参考信号设计和调制控制信息的组合，从而优化净吞吐量。根据本发明的方法，可以针对可能参考信号设计和可能调制控制信息的每个组合确立质量指示，并且因此不仅考虑使用每个可能参考信号设计可实现的固有信道估计准确度，而且还考虑到针对每个可能调制控制信息的信道效应的数据传输效率和稳健性。

在一个实施例中，发射机节点的发射机采取逻辑天线的形式，并且由本发明的方法输出的候选参考信号设计和候选调制控制信息的组合被用于通过与逻辑天线相关联的信道来发射数据。在某些实施例中，发射机节点可具有多个逻辑天线，每个具有关联信道，并且在此类实施例中，上述方法可以用来单独地确定将被用于每个信道的调制控制信息和参考信号设计。通常，每个信道将具有独有的参考信号设计。

此外，在无线网络内可存在多个发射节点，每个具有一个或多个逻辑发射天线，并且每个逻辑发射天线具有关联信道。在此类实施例中，可以针对无线网络内的每个信道重复上述过程，以便为每个信道分配调制控制信息和参考信号设计。虽然在一个实施例中可针对每个信道连续地执行上述过程，但其可以替换地针对无线网络内的每个信道至少部分地并行地执行。

可以以多种方式来计算用于信道的信道状态信息。在一个实施例中，在多个资源元素内通过信道来发射所述发射信号，并且该方法包括在所述步骤（b）处确定用于每个资源元素的信道状态信息作为用于所述信道的信道状态信息。

在一个此类实施例中，该方法还包括在所述步骤（c）处计算提供用于每个资源元素的单独信噪比信息的矢量。

参考信号设计可以采取多种形式。然而，在一个实施例中，参考信号设计是至少识别在其处导频将被包括在发射信号内的位置的导频信号设计。在一个特定实施例中，在包括多个资源元素的资源块内通过信道来发射所述发射信号，并且导频信号设计识别哪些资源元素将包含导频。

可以以多种方式来构造导频，但是在一个实施例中，导频是导频符号，每个导频符号占用一个资源元素。

在一个实施例中，除识别在其处导频将被包括在发射信号内的位置之外，参考信号设计还识别将被用于在发射信号内发射所述导频的发射功率。这提供了参考信号设计方面的附加灵活性。例如，可以通过增加被用来在发射信号内发射导频的发射功率来改善信道估计准确度。

调制控制信息可以采取多种形式。在一个实施例中，调制控制信息至少识别将被用来从源数据的已编码型式生成信息承载信号的星座映射。

在一个实施例中，调制控制信息还识别将被用来将源数据转换成源数据的已编码型式的信道编码。

可以以多种方式导出用来形成在所述步骤（b）处确定的信道状态信息的一部分的信道估计。然而，在一个实施例中，通过信道探测（sounding）过程来获得信道估计。如将理解的，探测过程涉及到发射已知探测信号的无线网络的给定元件（基站或移动站/最终用户设备的项目）以及然后接收到该探测信号的无线网络的相应元件（分别地，移动站/最终用户设备的项目或基站）。基于此，可以从探测信息导出信道度量。这些信道度量可以采取许多形式，包括（但不限于）信道脉冲响应、复信道频率响应、接收信号的频率相关协方差矩阵、频率相关本征型等。这些度量（或此类度量的组合）提供网络中的无线信道的质量的全系统视图。

此类信道探测过程可以以多种方式执行。在一个实施例中，信道探测过程由发射机节点和接收者节点驻于其中的无线网络的网络控制器执行。

作为从信道探测过程导出信道估计的替换，信道估计可替换地由接收者节点根据从接收发射信号提取的参考信号来确定。

存在其中可以在所述步骤（b）中确定信道估计中的估计误差的许多方式。在一个实施例中，基于所选候选参考信号设计和形成信道估计的至少一部分的统计数据来确定信道估计中的估计误差。在一个实施例中，当确定信道估计中的估计误差时不需要信道估计的一阶统计（诸如信道频率响应），并且替代地，可以通过基于所选候选参考信号设计和信道估计的二阶统计来计算误差协方差矩阵例如频率选择性先验信道协方差矩阵而确定估计误差。

可以在计算误差协方差矩阵时使用所选候选参考信号设计的预定特征。在其中每个候选参考信号设计是至少识别在其处导频将被包括在发射信号内的位置的导频信号设计的一个实施例中，在计算误差协方差矩阵时使用的所选候选参考信号设计的预定特征是观察矩阵，其指示根据所选候选参考信号设计将包括在发射信号内的导频的位置和强度。

存在其中可在所述步骤（b）处确定信道估计中的估计误差的许多方式，但在一个实施例中，使用卡尔曼滤波器操作来确定信道估计中的估计误差。

在无线网络内存在许多位置，在其处，可以执行上述方法以便确定将被发射机节点使用的调制控制信息和参考信号设计。例如，在一个实施例中，在发射机节点和接收者节点常驻于其中的无线网络的网络控制器内执行所述方法。替换地，可在接收者节点内执行该方法。

如前所述，在所述步骤（d）处确定的质量指示可以采取多种形式，但是在一个实施例中，其为源数据的净吞吐量的指示。在一个此类实施例中，步骤（d）包括针对所述多个候选调制控制信息中的每一个基于用于信道的信噪比信息来确定块出错率预测，并且然后对该块出错率预测执行吞吐量确定操作以便确定净吞吐量的所述指示。

在其中每个候选参考信号设计是至少识别在其处导频将被包括在发射信号内的位置的导频信号设计的实施例中，上述吞吐量确定操作可采用块出错率预测、将包括在发射信号中的所述导频的密度的指示以及候选调制控制信息的谱效率指示作为输入。

在一个特定实施例中，吞吐量确定操作执行计算：

净吞吐量的指示＝(1-BLER)×(1-PD)×MC_SE

其中，BLER是块出错率，PD是用于所选候选参考信号设计的导频密度，并且MC_SE是当前所选候选调制控制信息的谱效率。

这提供了用于确定净吞吐量的指示的特别高效的机制。在本特定布置中，净吞吐量指示的值越高，在使用所选候选参考信号设计和所选候选调制控制信息的当前考虑组合时的预期净吞吐量越高。因此，在此类实施例中，所述步骤（f）包括从通过所述步骤（a）至（e）的执行计算的净吞吐量的所有指示之中选择具有最高值的净吞吐量的指示作为获胜的质量指示。

在一个实施例中，所述步骤（c）涉及到计算提供用于每个资源元素的单独信噪比信息的矢量，并且然后在所述步骤（d）期间，确定块出错率预测的步骤包括使用识别被认为将形成块的资源元素的数目的所选块尺寸将所述矢量映射到成标量有效信噪比，并且然后使用标量有效信噪比、块尺寸和根据当前所选候选调制控制信息确定的至少一个参数来计算块出错率预测。

虽然可以针对候选参考信号设计和候选调制控制信息的每个组合连续地执行先前描述的步骤（a）至（d），但在一个实施例中，针对候选参考信号设计和候选调制控制信息的不同组合至少部分地并行地执行那些步骤，从而改善该方法的操作速度。

信道估计可以采取多种形式，但是在一个实施例中，信道估计识别信道频率响应和信道脉冲响应中的一个。

在一个实施例中，可以每当期望时重新执行上述方法，例如在一个或多个触发条件发生时，并且可以足够快速地执行以允许提供根据需要频繁地重新评估的最佳质量指示的候选参考信号设计和候选调制控制信息的组合，使得随时间推移，可以改变所选参考信号设计和所选调制控制信息，以便随着信道效应的变化随时间推移而发生继续提供最佳组合。

存在多种触发条件，其可用来促使重新执行所述方法以便重新评估将被用于任何特定信道的候选参考信号设计和候选调制控制信息的适当组合。例如，可在正常系统操作期间周期性地执行全局探测过程，并且这可用作针对无线网络内的每个信道重新执行上述方法的触发器。类似地，如果全局事件引起无线网络内的信道布置中的变化（例如，MIMO系统内的从空间复用到发射分集的切换），则可以重新执行该过程。另外，可使用某些本地事件对无线网络内的一个或多个特定信道重新执行所述过程。例如，可将单独的接收者单元布置成提供指示分组出错率何时显著地改变的信息，并且此类信息可用来重新触发用于一个或多个指定信道的上述过程的执行。

从第二方面看，本发明提供了一种当生成发射信号以通过无线链路的信道从发射机节点的发射机发射到接收者节点时确定将被发射机节点使用的调制控制信息和参考信号设计的系统，所述调制控制信息被发射机节点用来将源数据转换成信息承载信号，并该信息承载信号被与符合参考信号设计的参考信号组合以便产生所述发射信号，该系统包括：

存储器，其被配置成存储多个参考信号设计；

信道估计和估计方差电路，其被配置成确定用于所述信道的信道状态信息，所述信道状态信息包括提供信道效应将如何随着发射信号被通过所述信道发射而修改发射信号的指示的信道估计，并且所述信道状态信息还包括信道估计中的估计误差和在所述信道内经历的噪声的估计，至少基于从所述存储器选择的候选参考信号设计来确定估计误差；

信噪比评估电路，其配置成根据信道状态信息来确定用于所述信道的信噪比信息；

质量指示确定电路，其被配置成针对多个候选调制控制信息中的每一个使用信噪比信息来确定用于所述信道的质量指示；

所述信道估计和估计方差电路、所述信噪比评估电路和所述质量指示确定电路的操作是针对所述多个中的每个候选参考信号设计而执行的；以及

选择电路，其被配置成从所确定质量指示中选择获胜的质量指示，并向发射节点输出与获胜的质量指示相关联的候选参考信号设计和候选调制控制信息的组合。

从第三方面看，本发明提供了一种当生成发射信号以通过无线链路的信道从发射机节点的发射机发射到接收者节点时确定将被发射机节点使用的调制控制信息和参考信号设计的系统，所述调制控制信息被发射机节点用来将源数据转换成信息承载信号，并该信息承载信号被与符合参考信号设计的参考信号组合以便产生所述发射信号，该系统包括：

存储装置，其用于存储多个参考信号设计；

信道估计和估计方差装置，其用于确定用于所述信道的信道状态信息，所述信道状态信息包括提供信道效应将如何随着发射信号被通过所述信道发射而修改发射信号的指示的信道估计，并且所述信道状态信息还包括信道估计中的估计误差和在所述信道内经历的噪声的估计，至少基于从所述存储器选择的候选参考信号设计来确定估计误差；

信噪比评估装置，其用于根据信道状态信息来确定用于所述信道的信噪比信息；

质量指示确定装置，其针对多个候选调制控制信息中的每一个，用于使用信噪比信息来确定用于所述信道的质量指示；

所述信道估计和估计方差装置、所述信噪比评估装置和所述质量指示确定装置的操作是针对所述多个中的每个候选参考信号设计而执行的；以及

选择装置，其用于从所确定质量指示中选择获胜的质量指示，并用于向发射节点输出与获胜的质量指示相关联的候选参考信号设计和候选调制控制信息的组合。

从第四方面看，本发明提供了一种存储计算机程序的存储介质，所述计算机程序当在计算机上执行时执行根据本发明的第一方面的一种确定将被发射机节点使用的调制控制信息和参考信号设计的方法。在一个实施例中，所述存储介质可采取非临时存储介质的形式。

附图说明

将参考如附图中所示的本发明的实施例仅以示例的方式进一步描述本发明，在所述附图中：

图1示意性地图示出其中可采用本发明的实施例的技术的无线网络；

图2A和2B图示出根据本发明的实施例的用于提供调制控制和参考信号确定块的两个替换布置；

图3A至3D图示出根据各种实施例的可以使用的逻辑天线和关联信道布置；

图4A是图示出根据一个实施例的在发射机节点内提供的部件的框图；

图4B是图示出根据替换实施例的在发射机节点内提供的部件的框图；

图5是图示出根据一个实施例的在接收者节点内提供的部件的框图；

图6是图示出根据一个实施例的在调制控制和参考信号确定块内提供的部件的框图；

图7A是图示出根据一个实施例的一阶和二阶信道统计的生成和维护的流程图；

图7B是图示出由一个实施例中的图6的电路执行以便确定提供最佳吞吐量的导频设计和调制控制选项的方法的流程图；

图8是图示出在一个实施例中可以使用以在执行图7B的方法时计算有效信噪比和块出错率的块出错率预测器电路的框图；

图9和10图示出根据所述实施例的可以使用的可能不同导频设计；以及

图11是根据所述实施例的可以在其上面执行一个或多个适当的计算机程序以执行确定将被发射机节点使用的调制控制信息和参考信号设计的方法的计算机系统的图。

具体实施方式

图1示意性地图示出其中可采用本发明的实施例的技术的无线网络。如所示，提供了许多基站节点30、35、40以经由无线空中接口与多个移动站/最终用户设备45、50、55、60、65的项目通信。最终用户设备的项目可以是移动或固定的，并且可使用许多已知无线通信协议中的任何一个来实现基站节点与用户设备节点之间的无线链路。

还如图1中所示，基站节点40中的一个或多个可实际上充当用于由关联基站节点35发布的通信的向前传输且事实上用于将由最终用户设备60、65的项目发射的信号中继回到基站节点35的中继节点。

无线网络的基站节点30、35通常经由通信基础设施15与接入服务网络网关10相连以使得能够将输入通信转送到最终用户设备的项目并用于经由接入服务网络网关10将输出通信路由到某个其它网络。这要求为基站节点30、35中的每一个提供到通信基础设施15的回程连接。可以经由传统有线回程连接或者替换地经由无线回程连接来实现此类回程连接。

提供了一个或多个网络控制器20以控制无线网络的部件（示意性地用点线框25来表示）。虽然可以为网络控制器提供专用控制连接路径以便控制各种部件25，但在替换实施例中，其可以经由通信基础设施15和到各种基站节点30、35的回程连接来进行通信以便将控制消息路由到那些基站，并且可以从那里经由无线链路向最终用户设备的项目发布控制消息。

基站节点与用户设备（UE）节点（在到UE节点的下行链路通信路径或者来自UE节点的上行链路通信路径中）之间的每个无线链路可以由一个或多个无线信道形成，针对发射节点中的每个逻辑天线提供了单独信道。这在图2A中示意性地示出，其中发射机节点100经由一个或多个无线信道110与接收者节点105通信。对于下行链路通信而言，发射机节点将是基站节点30、35、40中的一个，并且接收者节点将是UE节点45、50、55、60、65中的一个，而对于上行链路通信而言，发射机节点将是UE节点中的一个，并且接收者节点将是基站节点中的一个。

当发射机节点100希望发射某一源数据时，其首先需要使用调制控制信息将该源数据转换成信息承载信号。在一个实施例中，此调制控制信息采取编码和调制方案（MCS）的形式，其定义应如何对源数据进行编码以便生成码字，以及此外然后应如何对那些码字进行调制以便生成形成信息承载信号的已调制码字。此外，为了允许接收者节点105估计信道对发射数据的效应，参考信号设计将被发射机节点使用以便将许多导频符号与信息承载信号组合，其然后可以在稍后被接收者节点分析以便确定在其处添加了那些导频符号的预定位置处的信道效应，并且然后通过外推法来确定在包含信息承载信号数据的其它位置处的信道效应。

如稍后将更详细地描述的，根据所述实施例，使用调制控制和参考信号确定块115来确定将被用来从源数据生成信息承载信号的调制控制信息以及将被用来确定要添加到发射信号的导频符号的形式（特别是在其处将添加那些导频符号的位置，而且可选地还有附加信息，诸如将被用于那些导频符号的发射功率）的参考信号设计两者。

在图2A的示例中，提供调制控制和参考信号确定块115作为接收者节点105的一部分。然而，在替换实施例中，如在图2B中示意性地所示，可替代地在网络控制器20内提供调制控制和参考信号确定块145。根据本集中式实施例，接收者节点130将通过路径135向网络控制器提供报告数据。此报告数据可以是关于在通过一个或多个无线信道110的实时通信期间接收到的导频信号的信息，或者替换地可以采取在探测过程期间产生的探测数据的形式，在所述探测过程中向接收者节点130发射已知探测信号，并且然后接收者节点为网络控制器20提供其中接收到该探测信号的形式的指示。在一个实施例中，接收者节点130将从探测信息或者事实上从在正常操作期间接收到的导频信号来生成信道度量，该信息被存储在信道估计数据库140内。可以使用由网络控制器本身执行的一个或多个操作来补充存储在信道估计数据库中的信道估计信息，如稍后将参考图6所讨论的。

如期望的且在期望时，网络控制器20然后可以执行操作以生成调制控制信息和参考信号设计将被用于发射机节点100与接收者节点130之间的每个信道110。无论使用图2A的配置还是图2B的配置，在特定发射机节点与特定接收者节点之间存在多个信道的情况下，调制控制和参考信号确定块通常将针对每个此类信道选择独有参考信号设计。

图3A至3D图示出发射机节点200与接收者节点205之间的无线信道的不同配置。特别地，图3A图示出单输入单输出（SISO）布置，其中，为发射机节点200提供单个逻辑天线210，其提供用于与接收者节点205处的接收天线220通信的关联信道215（在图3A至3D中，在接收者节点205处所示的接收天线是物理天线）。由于在本示例中，仅存在单个逻辑发射天线和单个接收天线，所以信道215仅具有单个部件。

图3B图示出单输入多输出（SIMO）配置，其中，如图3A的情况一样，发射机节点200具有单个逻辑发射天线210。然而，在本示例中，接收者节点205具有两个接收天线220、230。由于仅存在单个逻辑发射天线120，所以再次地仅存在单个信道，但在本示例中，信道由两个分量215和235组成。

虽然许多系统可采用图3A或3B的配置，但示例将是波束成形器应用，其中，发射机节点220具有单个逻辑天线210（通常由多个物理天线组成），波束成形操作被施加到其上以便产生发射信号。根据所述实施例的技术，调制控制和参考信号确定块115、145将被用来确定将被用来生成在图3A或图3B的信道上发射的信息承载信号的调制控制信息，以及被用来生成将与该信息承载信号组合的参考信号的参考信号设计。

根据图3C，图示出多输入单输出（MISO）布置，其中，发射机节点200具有两个逻辑天线210、240，而接收者节点205仅具有单个接收天线220。给定两个逻辑发射天线210、240的存在，此类布置将由两个单独信道215、245组成，每个具有单个分量。根据所述实施例，调制控制和参考信号确定块115、145将单独地确定用于信道215、245中的每一个的调制控制信息和参考信号设计，并且通常将对两个信道中的每一个使用独有参考信号设计。此类布置可例如用来实现空间/时间编码配置，其也常常称为发射分集配置。此类配置被用来提供冗余，并且通常将为每个逻辑天线提供单独的物理天线。

图3D图示出多输入多输出（MIMO）配置，其中，发射机节点200具有两个逻辑发射天线210、240，并且另外接收者节点205具有两个接收天线220、230。给定两个逻辑发射天线210、240，将提供两个单独信道，并且由于两个接收天线220、230，那些信道中的每一个将具有两个分量。因此，与逻辑发射天线210相关联的第一信道将具有两个分量215、235，而与逻辑发射天线240相关联的第二信道将具有两个分量245、250。如图3C的示例一样，针对两个信道中的每一个将生成单独的调制控制信息和参考信号设计。

图4A是图示出根据一个实施例的在发射机节点内提供的部件的框图。如所示，源数据300被输入到调制电路305中。调制电路接收到由图2A和2B中所示的调制控制和参考信号确定块115、145输出的调制控制信息。指定将被执行的编码的该调制控制信息的部分被路由到信道编码块310，其包括编码器315和交织器加扰器块320两者。编码器315执行二进制源数据300的时间编码，而交织器/加扰器块对由编码器315输出的已编码位流进行加扰和/或交织以便生成非相关位流。由两个块315、320执行的精确计算将取决于形成调制控制信息的一部分的编码信息。

由于这些操作，信道编码块310向星座映射器块325输出一系列码字，该星座映射器块325接收调制控制信息的该部分，其指定其中应该对码字进行调制的方式，并且使用该信息来生成通过路径330输出的一系列已调制码字。特别地，使用星座映射器块325从一组连续加扰位生成复值调制符号（在本文中也称为数据符号）。已调制码字330的流形成将被从逻辑天线发射的信息承载信号，并且已调制码字中的每一个将包括一系列的数据符号。

包含在每个已调制码字内的各种数据符号需要被分配给可用于发射信号的无线资源内的资源元素。特别地，资源块将被分配给发射机节点，表示无线频谱（例如，用于频率调制传输的频谱）内的最小可寻址量子。资源块被分解成一系列资源元素，每个资源元素具有在资源块的频带内的关联子载波，并且每个数据符号将被分配给那些资源元素中的一个。根据LTE标准的示例，资源元素是最小的定义物理单元，其由一个OFDM符号间隔期间的一个OFDM子载波组成。向资源元素分配数据符号的过程由资源元素映射器335执行。

每个已调制码字也可称为分组。虽然在某些实施方式中可以存在在资源块中发射的超过一个已调制码字，但在一个实施例中，每个发射逻辑天线在资源块与已调制码字之间存在一对一关系（即，对于每个逻辑天线而言在资源块中发射一个已调制码字）。

由调制控制和参考信号确定块115、145生成的参考信号设计被传递到导频符号发生器340，其将生成用于与信息承载信号组合的一系列参考导频符号，以便产生由逻辑天线输出的发射信号。再次地，资源元素映射器345将被用来将单独导频符号映射到关联资源元素。

来自资源元素映射器块335、345两者的输出然后被路由到OFDM发生器350，其生成用于关联逻辑天线的时域OFDM信号。

图4A的布置可以被用于常规波束形成和循环延迟分集配置，其中仅存在单个传输层。图4A还图示出将与其中正在执行水平编码的空间复用配置内的传输层中的一个相关联地提供的部件。

图4B图示出发射机节点的更一般配置，其中，可生成C个单独流，其然后被映射到L个传输层以用于来自N个逻辑天线的信号传输。在此配置中，资源数据300被路由到解复用器302，其将源数据解复用成C个单独流。然后使用诸如先前参考图4A所述的调制电路305使每个流经受调制。因此，第一流具有关联编码器315、交织器/加扰器320和星座映射器325，第二流具有关联编码器317、交织器/加扰器322和星座映射器327等，最终流具有关联编码器319、交织器/加扰器324和星座映射器329。如图4B中所示，从交织器/加扰器块输出码字的C个单独流，并且类似地，由星座映射器块输出已调制码字的C个流。

层映射器块360被用来将复值调制符号映射到一个或多个传输层上，用于每个层的输出然后被路由到预编码器370。预编码器370在每个层上执行复值调制符号的空间编码/波束形成以用于在逻辑天线上的传输，并且因此产生用于每个逻辑天线的数据符号流。

针对每个逻辑天线，将提供用于将单独数据符号映射到资源元素上的资源元素映射器335、337，并且类似地将存在用于将分配给关联逻辑天线的参考信号设计的导频符号映射到资源元素的关联资源元素映射器345、347。此外，然后提供用于生成用于每个逻辑天线的时域OFDM信号的单独OFDM发生器350、352。

根据图4B，将认识到逻辑天线由逻辑天线特定参考信号的存在定义。逻辑天线将被映射到在发射机节点上提供的一个或多个物理天线，从逻辑天线到物理天线的精确映射是供应商特定的。应注意的是虽然术语逻辑天线是在本领域中被很好地理解的术语，但某些标准使用略有不同的术语。例如，LTE标准使用术语“天线端口”来代替“逻辑天线”。

用图4B的配置，可实现所有已知多天线传输方案。例如，针对常规（开环和闭环）波束形成，C将等于1且L将等于1，即将存在单个流和单个层（以及还有因此的单个逻辑天线）。

类似地，对于循环延迟分集配置而言，C将再次地等于1且L将等于1。用发射分集（也称为空间/时间编码）配置，可以根据期望改变C和L的值。最后，针对空间复用配置，如果执行水平编码，则C的值将等于L的值，如果执行垂直编码，则C将等于1，并且L将大于1，而对于对角线编码（开环或闭环）而言，L的值将等于N的值。

图5是图示出在接收者节点内提供的部件的框图。接收信号1被输入到解复用器400，其将输入流分离成其组成导频和数据流。导频信号流在路径3上被馈送到信道估计块405中，其产生路径4上的信道估计以及路径5上的噪声和干扰估计，其两者都被输出到均衡块410。基于每个子载波来计算信道估计及噪声和干扰估计。

在路径2上路由的接收到的数据流然后在信道均衡块410中使用由信道估计块输出的信道估计及噪声和干扰估计进行均衡。均衡器块410的输出包括两个估计，即在路径6上输出的已调制数据符号流以及在路径7上输出的用于已调制数据符号的估计信号干扰加噪声（SINR）估计。

数据检测块415然后使用这两个输入以便生成形成接收数据的已解码位，其在路径8上输出。一般而言，数据检测块415的操作将对在路径6上输出的均衡数据符号执行反向调制和解码操作。由数据检测块415执行的实际计算将取决于被发射机用来生成从发射机发射的信息承载信号的调制。然而，举例来说，如果使用正交调幅（QAM）技术来调制数据，则数据检测块415将计算发射代码字的先验对数似然比，并且然后将继续前进至使用例如Turbo解码器来计算消息位的先验对数似然比，如果消息位在发射机处被使用Turbo代码编码的话。

如图5中所示，根据所述实施例，信道估计信号4、噪声和干扰估计信号5及信号干扰加噪声估计7可以被另外路由到调制控制和参考信号确定块115、145以便在确定将被用于发射机节点与该接收者节点之间的特定无线通信信道的调制控制信息和参考信号设计时使用。

图6是图示出根据一个实施例的在调制控制和参考信号确定块115、145内提供的部件的框图。首先，提供了用于从在实时通信期间发射的参考信号或者从探测信号接收由接收者节点检测到的导频信号且用于计算要存储在信道估计数据库450内的信道估计信息的信道估计块445。如先前参考图5所讨论的，这个信道估计块可至少部分地在接收者节点中的一个或多个内提供，但是在替换实施例中可以集中地在调制控制和参考信号确定块内提供以执行信道估计过程。

图7A是示意性地图示出根据一个实施例的一阶和二阶信道估计的生成和维护的流程图，此过程由信道估计块445执行。在步骤500处，在信道估计数据库450内将一阶和二阶信道统计初始化。随着每一组新的导频被信道估计块接收到，信道估计块可以从信道估计数据库450读取当前一阶和二阶信道统计，并且然后基于新接收到的导频信息来产生已更新一阶和二阶信道统计，该已更新一阶和二阶信道统计信息被存储在信道估计数据库450内。此更新过程在图7A的步骤505处执行，并且如所示针对每组新接收到的导频信息重复。稍后将更详细地讨论可计算的一阶和二阶信道统计的示例，但在一个实施例中，一阶信道统计将包括由信道脉冲响应或信道频率响应形成的信道估计。此外，二阶信道统计可包括信道估计协方差矩阵及噪声和干扰协方差矩阵。

当需要识别用于与逻辑发射天线相关联的特定无线信道的导频设计和调制控制信息（在本文中也称为MCS选项）时，则可以由图6的电路来执行图7B的过程，如现在将更详细地讨论的。特别地，当前存储在信道估计数据库450内的一阶和二阶信道统计在步骤510处被提供给信道估计方差计算块455。如图6中所示，信道估计方差计算块455还可访问包含一组候选导频设计的存储器440。在步骤515处，参数p被设定为等于0，并且然后在步骤520处，从导频设计存储器440读取导频设计p。然后，信道估计方差计算块455在步骤525处被布置成基于当前所选导频设计和从信道估计数据库450提供的一阶和二阶信道统计来计算信道估计误差。在一个实施例中，已经发现此计算可以在不要求一阶信道统计的情况下执行，并且特别地，误差协方差矩阵并不取决于信道实现。替代地，已经发现可以作为所选导频设计观察矩阵（识别根据所选导频设计要添加的导频符号的位置和发射功率）且基于某些二阶信道统计的知识来计算信道估计协方差，即信道估计误差。

信道估计方差计算块455所产生的信道估计误差连同从信道估计数据库450获得的信道估计和噪声估计一起共同地形成用于感兴趣信道的信道状态信息（CSI），此信道状态信息被提供给信噪比评估块460。在一个实施例中，信道估计采取一阶信道统计的形式，特别是信道脉冲响应或信道频率响应，而噪声估计采取测量噪声协方差矩阵R[k]的形式。由信噪比评估块产生的信噪比信息通常将由用于特定时间符号处的每个子载波、即用于资源块内的每个资源元素的单独信噪比信息的矢量构成。信噪比信息的此矢量然后被提供给有效吞吐量（goodput）计算块465，其还被布置成接收用于所选候选导频设计的导频密度信息，并且被布置成可访问包括一组MCS选项的存储器470。

在步骤530处计算信噪比之后，在步骤535处，参数q被设定为等于0，并且然后在步骤540处，有效吞吐量计算块465将从存储器470中选择MCS选项q。有效吞吐量计算块465然后执行一系列步骤545、550和555以便计算并存储用于导频设计p和MCS选项q的有效吞吐量。在一个实施例中，可以由图8中所示的块出错率预测电路来执行步骤545和550。在图8中，用符号来表示用于子载波的SINR，并且这些子载波特定SINR值系列被输入到S/P块600。数据子载波的SINR值被S/P块600重新布置成长度N的块（块尺寸N因此密封许多数据符号，例如四个数据符号、八个数据符号等）。SINR值的每个块被输入到ESINR块605，其基于指定块尺寸和当前MCS选项而产生标量值。基于该标量值，当前考虑的MCS选项和块尺寸，BLER计算块610使用从查找表（LUT）可用的预先计算的一系列BLER对比SINR曲线来生成块出错率（BLER）预测。BLER曲线是在频率非选择性（AWGN）衰落条件下生成的。

因此，可以看到图8的电路在步骤545处计算有效SNR且然后在步骤550处计算BLER两者。

在步骤555处，然后用以下等式来计算有效吞吐量：

(1-BLER)×(1-导频)×(MCS频谱效率)。

然后将该有效吞吐量存储在质量指示存储器475内。在步骤560处，将q的值增加1，然后在步骤565处，确定q现在是否大于某个预定最大值Q（从而指示所有MCS选项都已被考虑）。如果没有，则过程返回到步骤540，以便对下一MCS选项重复步骤540、545、550、555。然而，一旦所有MCS选项被确定为已在步骤565处考虑，则过程前进至步骤570，在那里p被增加1，并且然后在步骤575处确定p现在是否大于预定最大值P，指示已经考虑了所有导频设计。如果没有，则过程返回到步骤520。然而，一旦已经考虑了所有导频设计，则过程前进至步骤580。

在这点，质量指示存储器475将识别用于候选导频设计和MCS选项的每个组合的有效吞吐量值。然后在步骤580处将选择块480布置成从存储在质量指示存储器475内的所有有效吞吐量值之中选择最高的有效吞吐量值作为获胜的质量指示。对于所选有效吞吐量值而言，然后选择关联的MCS和导频设计作为要路由到相关发射机以便随后在生成将通过无线信道输出的信号时使用的调制控制信息和参考信号设计。

单独的发射机节点可具有一个或多个逻辑天线，并且每个逻辑天线将具有关联的信道。此外，通常在无线网络内将存在多个发射节点。在此类实施例中，可以针对无线网络内的每个信道重复图7B的上述过程，以便为每个信道分配调制控制信息和参考信号设计。虽然在一个实施例中可针对每个信道顺序地执行此过程，但其可以替换地针对无线网络内的每个信道至少部分地并行地执行。

在一个实施例中，可以每当期望时，例如在一个或多个触发条件发生时重新执行图7B的上述方法。存在多种触发条件，其可用来促使重新执行所述方法以便重新评估将被用于任何特定信道的候选参考信号设计和候选调制控制信息的适当组合。例如，每当执行全局探测过程时，则可将其用作针对无线网络内的每个信道重新执行图7B的上述过程的触发。类似地，如果全局事件引起无线网络内的信道布置的变化（例如，MIMO系统内的从空间复用到发射分集的切换），则可以重新执行图7B的过程。另外，可使用某些本地事件对无线网络内的一个或多个特定信道重新执行所述过程。例如，可将单独的接收者单元布置成提供指示何时信道条件已改变的信息（例如经由HARQ报告），并且此类信息可用来重新触发用于一个或多个指定信道的上述过程的执行。

图7B的所述方法实际上填充二维吞吐量表，其中，行是MCS选项且列是导频密度选项。下面在表1中示出了示例性吞吐量表（按Mbps测量）：

表1。

请注意，MCS选项1（具有?速率的QPSK调制）随着导频密度增加而提供减少的吞吐量。另一方面，对于MCS选项4（具有3/4速率的16QAM调制）而言，我们注意到吞吐量针对正常导频密度达到峰值且针对非常低或非常高的导频密度减少。执行总共12×5次吞吐量计算以填充上述表格，其中，12是MCS选项的数目且5是导频密度选项。

用于计算MCS和导频设计、用吞吐量表格中的较少填充条目来产生最高吞吐量的替换改进方法涉及到首先针对最高导频密度计算用于所有MCS选项的吞吐量。然后针对每个降低导频密度设计，计算用于MCS选项的吞吐量直至达到其中该MCS选项的吞吐量不再随着导频密度减小而增加的点为止。这种改进方法产生了表2中所示的以下吞吐量表，如果表中的X指示吞吐量计算中的哪个不需要进行的话：

表2。

例如，首先针对最高导频密度计算MCS选项8的吞吐量，产生31.2Mbps。然后使用“高导频密度”设计来计算吞吐量以产生30.9Mbps。由于30.9小于31.2，所以不需要针对MCS选项8计算用于任何其它较低导频密度设计的吞吐量。

如在表2中所示的这种方法在其中在各种候选导频设计之间正在改变导频设计的仅仅一个性质的情况下可以有用，诸如在按照上述示例改变导频密度的情况下或者在替代地改变导频信号的发射强度的情况下。然而，在在不同候选导频设计之间调整性质的组合的情况下，这种方法可能并不适当，并且替代地，其可适合于评估MCS选项和导频设计的所有可能组合。

图9示意性地图示出为两个逻辑发射天线分配的单独资源块内的发射数据和导频子载波。特别地，第一资源块620被分配给第一逻辑天线且第二资源块630被分配给第二逻辑天线。图9的中间区段示出了采取的当前导频密度。每个列图示出在任何特定时间点处如何使用一系列的子载波。因此，在本示例中，在每个时隙中使用18个子载波，并且由在六个时隙上使用的那些18个子载波形成资源块。每个子载波与资源元素相关联，诸如与第一资源块620相关联地示出的资源元素625或者与第二资源块630相关联地示出的资源元素635。

因此，考虑表示时间0的第一列，发射天线0在第二资源元素中发射导频符号，所有其它资源元素都承载数据符号（在图9中用“s”符号来提及），除资源元素位置11之外，其不承载数据。相反地，在时间0，逻辑发射天线1在第二资源元素位置上不发射数据，而在第11资源元素位置上发射导频。结果，将认识到的是来自发射天线0的传输将不会引起与由发射天线1在资源元素位置11中发射的导频符号的任何干扰，并且类似地来自发射天线1的传输不会产生与在资源元素位置2处从发射天线0发射的导频符号的任何干扰。

还如图9中所示，使用六个单独时隙来形成资源块，然后传输将返回到第一时隙。

根据图6和7的前述方法，将认识到虽然可能正在使用在图9的中间所示的当前导频密度设计，但图7B的过程可以考虑各种其它替换假设。图9示出了两个替换假设，一个是基于增加的导频密度（参见资源块620'和630'）且一个是基于降低的导频密度（参见资源块620"和630"）。增加的导频密度设计和降低的导频密度设计将形成存储在导频设计存储器440内的候选导频设计中的两个，在图9的中间区段中所示的当前导频密度设计事实上将如此。虽然图9示意性地图示出增加或减少导频符号的数目的替换设计，但将认识到的是其它候选导频设计可考虑增加导频符号的功率，而其它候选导频设计可考虑减少导频符号的功率。其它候选导频设计可考虑位置变化、密度变化和/或导频发射功率变化的任何组合。

图10是图示出基于图9中所示的导频设计的两个接收天线处的接收数据的图。示出了每个资源块内的导频符号的位置，并且如显而易见的，每个接收天线将接收来自两个逻辑发射天线两者的传输。

图11示意性地图示出可用来实现用于在生成发射信号以通过无线链路的信道从发射机节点的逻辑天线发射到接收者节点时确定将被发射机节点使用的调制控制信息和参考信号设计的上述操作的类型的通用计算机700。通用计算机700包括中央处理单元702、随机存取存储器704、只读存储器706、网络接口卡708、硬盘驱动器710、显示驱动器712和监视器714及用户输入/输出电路716，其具有全部经由公共总线722连接到键盘718和鼠标720。在操作中，中央处理单元702将执行可存储在随机存取存储器704、只读存储器706和硬盘710中的一个或多个中或者经由网络接口卡708来动态地下载的计算机程序指令。可经由显示驱动器712和监视器714向用户显示执行的处理的结果。可经由用户输入/输出电路716从键盘718或鼠标720接收用于控制通用计算机700的操作的用户输入。将认识到的是可以用多种不同的计算机语言来编写计算机程序。可将计算机程序存储并分布在记录介质上或者动态地下载到通用计算机700。当在适当计算机程序的控制下操作时，通用计算机700可以执行上述操作以便用于在生成发射信号以通过无线链路的信道从发射机节点的发射机发射到接收者节点时确定将被发射机节点使用的调制控制信息和参考信号设计，并且因此可以认为其形成用于执行上述操作的装置。通用计算机700的架构可以显著地改变且图11仅仅是一个例子。

下文提供了当根据一个特定实施例执行图7A和7B的过程时可由图6的电路执行的操作的详细描述。

1）更新一阶和二阶信道统计（图7A的步骤505）

用矢量来表示OFDM符号编号k处的信道脉冲响应（一阶信道统计）且其具有长度N，其中N是FFT尺寸。下标用来指示元素号。例如，分别地用、和来表示的第一、第二和第三元素。可与WINNER-II信道模型的固定馈送器链路情形的“集群延迟线”模型类似地对信道系数进行建模（如在可从http://www.ist-winner.Org/WINNER2-Deliverables/D1.1.2v1.1.pdf获得的Kyosti等人的1ST-WINNERD1.1.2P."WINNERIIChannelModels",ver.1.1,Sept2007中所述），如下

其中，L是信道阶，K表示RicialK因数，φ是均匀分布随机变量,是满足约束的功率延迟分布，nl是具有零均值和单位方差的独立且相等分布的（iid）循环对称复高斯；与φ无关。请注意，第一分接头（tap）包括视线分量（第一项）和非视线分量（第二项）。

注释：和分别地用来表示转置和Hermitian（共轭）转置算子。

让h表示信道频率响应（一阶信道统计），通过取的N点离散傅立叶变换（DFT）导出，h可按照如下被计算：

其中，F是N点离散傅立叶变换（DFT）矩阵，其中，F的第（m,n）元素由下式给出

。

信道频率响应的先验均值和协方差估计由下式给出

其中，D(p)表示p在其主对角线上的对角矩阵。很明显，信道的方差是功率延迟分布的函数。

说明性示例：如果N＝4且p＝[0.6,0.3,0.1,0.0]，则

并且信道频率响应协方差变成

。

最后，完全用先验估计和来表征频率选择性，即同一OFDM符号内的跨块子载波的频率响应的变化。接下来讨论时间选择性，即跨时间的频率响应的变化。

状态空间模型

如果h[k]表示符号时间k处的信道，则在k＋1处，信道如下演进

其中，v[k]称为系统（过程）噪声，并且假设为具有零均值和方差Q[k]的iid循环对称高斯随机变量，即。A[k]称为状态转移矩阵。例如在由A.H.Jazwinski在Doverpublications,1970中的题为“StochasticProcessesandFiltering”的公开中讨论了系统（过程）噪声和状态转移矩阵。通常，状态转移矩阵是对由于频率误差而引起的信道变化进行建模的对角矩阵。例如，如果?f是频率偏移，则

其中，G表示循环前缀比且是采样频率。

h[k]并不是精确地已知的，而是部分地在特定导频位置处观察。观察的噪声损坏导频由下式给出

其中，w[k]是观察噪声，并且假设为具有零均值和方差R[k]的iid循环对称高斯随机变量，即，与信道的初始状态和过程噪声无关。C^p[k]是m^p[k]×N观察矩阵，指示时刻k处的导频设计p的导频位置和导频强度。m^p[k]表示用于第p个导频设计的k处的导频的数目。

说明性示例：考虑图9的示例且特别是用于TX天线0的“增加导频密度”，m¹[k]由下式给出

并且，观察矩阵由下式给出

。

符号的位置指示导频符号的位置，并且值指示相对于数据发射功率而言的导频子载波上的功率提升。项C¹指示第一导频设计，并且方括号中的数字指示时隙。如图9中所示，资源块由六个时隙组成，每个具有十八个资源元素。

经由卡尔曼滤波器的信道估计

滤波是基于当前和历史观察来估计信号的过程。另一方面，预测估计未来时间点处的信号。在本实施例中，采用卡尔曼滤波器（例如在A.H.Jazwinski在Doverpublications，1970中的题为“StochasticProcessesandFilteringTheory”的公开中所讨论的）来产生信道的最小均方误差（MMSE）估计。

符号表示和分别地用来表示信道的预测/滤波及其误差协方差矩阵。具体地，是基于达到且包括时间k的观察的时间k'处的信道估计。类似地，是基于达到且包括时间索引k的观察的时间k'处的信道估计协方差矩阵。

初始化（k=-1）：

信道

信道估计误差

预测相位（k≥0）：

信道

信道估计误差

滤波相位（k≥0）：

创新（或预测残数）

创新协方差

卡尔曼增益

更新信道估计

更新信道估计协方差

或者替换地

。

重要观察：误差协方差矩阵并不取决于信道实现（参见等式8、10、12、13和15），替代地，是导频设计观察矩阵C^p[k]的函数，并且取决于以下二阶信道统计的知识：

·频率选择性先验信道协方差矩阵，

·时间选择性过程噪声协方差矩阵Q[k]，以及

·测量噪声协方差矩阵R[k]。

虽然以上描述讨论了为了实现图7A的步骤505而采取的步骤，但在一个实施例中，还可以执行这些步骤的子集以实现图7B的步骤525以便计算信道估计误差。特别地，在一个实施例中，可以重新执行等式15或16的计算以便实现步骤525。

2）信噪比计算（图7B的步骤530）

符号编号k处的第数据子载波上的接收信号简单地由下式给出

将信道估计和信道估计误差带入等式17中，给出：

将噪声项建模为具有零均值和方差的循环对称高斯随机变量，即

由于

等式19和20的推导依赖于观察噪声、信道估计误差和发射数据之间的互独立的合理假设。另外，信号功率被归一化为一，即＝1。此外，等式20建议观察噪声的方差、后信道估计被另外加载等于信道估计误差方差的项。请注意，是不存在信道估计误差的情况下的第子载波上的噪声方差。

因此由下式给出时间符号k处的子载波上的信噪比（SNR）

等式21中的计算的SNR对SISO信道有效。如本领域的技术人员将理解的，用空时编码的空间复用来将结果扩展至SIMO和MIMO是简单的。

3）有效信噪比和BLER计算（图7B的步骤545和550）

有效SNR的概念第一次出现在Nanda、Sanjiv和Rege、KiramM.在IEEETransactionsonVehicularTechnology.1988,Vol.47,No.4,pp.1245-1250中的题为“FrameErrorRatesforConvolutionalCodesonFadingChannelsandtheConceptofEffectiveEb/NO”的论文中。目的是导出将后处理SNR（在FEC解码器的输入端处测量的每个子载波一个）的矢量映射/压缩成瞬时标量ESNR的函数。此映射称为有效SNR映射（ESM）。用所选MCS和块尺寸的知识，BLER预测器取ESNR作为输入并产生预期BLER的估计。

如先前所讨论的，图8示出了预测BLER所需的功能块。数据子载波的SNR被重新布置成长度N的块。ESNR块然后产生标量值。基于ESNR、期望MCS和块尺寸，使用预先计算的一系列BLER对比SNR曲线来实现BLER预测。BLER曲线是在频率非选择性（AWGN）衰落条件下生成的。

对于一大类方法而言，可以如下描述一般ESM：

其中，是可逆映射函数，表示有效SNR，并且N是用来发射已编码FEC块的子载波的数目。最后，常数和可取决于当前MCS。

已知ESM方法是：

1.指数有效SINR映射（EESM）（参见DocumentR1-03-1303,System-levelevaluationofOFDM-furtherconsiderations.3GPPTSG-RAN-1,Ericsson.Lisbon:Meeting#35,November,2003）。

2.接收位互信息速率（RBIR）ESM（参见Wan、Lei、Tsai、Shiauhe和Almgren、Magnus在WirelessCommunicationsandNetworkingConference.2006,Vol.4,pp.2110-2114中的题为“AFading-InsensitivePerformanceMetricforaUnifiedLinkQualityModel”的论文）

3.每位平均互信息（MMIB）ESM（参见Sayana、Krishna、Zhuang、JeffandStewart、Ken在IEEEC802.16m-07/097中的题为“LinkPerformanceAbstractionbasedonMeanMutualInformationperBit(MMIB)oftheLLRChannel”的论文）。

4.容量ESM（CESM）（参见在http://www.stanford.edu/group/cioffi/documents/multicarrier.pdf处可获得的Cioffi、JohnM.的题为“AMulticarrierPrimerr”的论文）。

EESM是从绑定于误差概率上的Chernoff导出的。用于第二和第三方法的ESM是从约束（互信息）容量公式导出的。特别地，RBIR方法计算每个接收符号的互信息，并且然后对导出值进行归一化以产生位互信息。另一方面，MMIB方法直接地从对数似然比导出位互信息。最后，CESM基于香农容量公式。

因此，针对每个导频设计，给定SNR值（），可以利用等式22针对每个编码和调制方案计算有效SNR。使用AWGN查找表，然后可以预测用于每个MCS的BLER。

4）有效吞吐量计算（图7B的步骤555）

如先前所讨论的，在步骤555处，可用以下等式来计算用于MCS选项和导频设计选项的任何特定组合的有效吞吐量：(1-BLER)×(1-导频密度)×(MCS频谱效率)。

然后将该有效吞吐量存储在质量指示存储器475内。针对MCS选项和导频设计选项的每个组合重复此过程。

选择具有最高有效吞吐量的MCS作为用于指定导频设计的候选MCS。总体最佳导频设计是产生最高有效吞吐量的设计。

根据实施例的以上描述，将认识到此类实施例使得能够针对可能参考信号设计和可能调制控制信息的每个组合确立质量指示，并且因此不仅考虑使用每个可能参考信号设计可实现的固有信道估计准确度，而且还考虑到针对每个可能调制控制信息的信道效应的数据传输效率和稳健性。因此，对于每个信道而言，可以选择参考信号设计和调制控制信息的组合从而优化净吞吐量。此外，可以根据要求且在要求时重复该过程以便确保根据需要来修改参考信号设计和调制控制信息的组合以设法在存在时变信道效应的情况下保持优化净吞吐量。

虽然在本文中描述了特定实施例，但应认识到本发明不限于此，并且在本发明的范围内可以对其进行许多修改和添加。例如，在不脱离本发明的范围的情况下可以用独立权利要求的特征来进行随后的从属权利要求的特征的各种组合。