一种多单元永磁同步电机智能协同控制系统及方法

摘要

本发明一种多单元永磁同步电机智能协同控制系统及方法，属于电力电子与电力传动技术领域，本发明采用低压多永磁电机协同控制单元并联结构，实现低压大功率、低速大转矩控制和系统冗余控制；采用双并联PWM整流电路结构，当系统处于不平衡供电网络环境下，两组PWM整流器分别用于控制正、负序电流，减小无功损耗和谐波损耗；逆变单元采用谐振极型三相软开关逆变电路，提高直流母线电压的利用率，在高频时大大减小器件的开关损耗；在永磁电机控制方面采用电流控制与速度估算单元，能够准确估算出转子的速度和相角信息，成本低且可靠性高；被控对象为多单元永磁同步电机，解决大功率电气传动系统中电机安装、运输和维护困难等问题。

说明书

技术领域

本发明属于电力电子与电力传动技术领域，具体涉及一种多单元永磁同步电机智能协同控制系统及方法。

背景技术

大功率电气传动系统在工业生产中占有重要的地位，广泛应用于大型矿井提升、大型船舶主推进、兆瓦级风力发电等方面。目前，现有的大功率电气传动系统存在很多问题，主要为：在系统结构方面，大功率电气传动系统多采用单一支路结构，电压等级高，系统无冗余，可靠性低。在整流方面，系统整流部分多采用不可控整流模式，功率因数较低，存在较大的无功功率传输损耗，在不平衡供电网络环境下易产生低频次谐波，难以实现无功功率的优化控制。在逆变方面，系统逆变部分多采用硬开关工作模式，存在大量的开关损耗，特别是在功率器件开关频率增大和功率增大时更为突出。在电机控制方面，多采用机械传感器来检测电机转子位置，系统成本高，可靠性低，维护工作量大。在电机制造方面，传统永磁电机定子制造多采用整体加工方法，带来高压电机制造、运输、安装和维护困难，变频器成本高、可靠性低等问题。

发明内容

针对现有技术的不足，本发明提出一种多单元永磁同步电机智能协同控制系统及方法，以解决大功率电气传动系统中硬开关电路能量损耗和无功损耗问题、解决多单元协调控制和容错控制问题、解决电机安装运输和维护困难问题、实现优化整体能量、实现提高电能的利用效率的目的。

一种多单元永磁同步电机智能协同控制系统，包括双并联PWM整流电路，还包括第一永磁电机协同控制单元、第二永磁电机协同控制单元、第三永磁电机协同控制单元和多单元永磁同步电机，其中，第一永磁电机协同控制单元、第二永磁电机协同控制单元和第三永磁电机协同控制单元通过并联连接的方式协调控制多单元永磁同步电机的三个定子单元。

所述的第一永磁电机协同控制单元、第二永磁电机协同控制单元和第三永磁电机协同控制单元结构相同，均包括驱动与放大电路、控制单元和逆变单元，所述的控制单元通过相互通信实现多单元永磁同步电机的协同控制。

所述的控制单元包括分布式协同控制器和电流控制与速度估算单元，其中，

电流控制与速度估算单元：

用于采集电机输入端的A相、B相、C相电流检测信号，根据采集的A相、B相、C相电流检测信号，获得的转子速度估计值同时发送至每个控制单元的分布式协同控制器中；并接收分布式协同控制器的输出值，根据上述输出值获得两相静止坐标系下的直轴电压参考值和交轴电压参考值，再采用空间矢量脉宽调制获得PWM信号，将获得的PWM信号通过驱动与放大电路发送至逆变单元中；

分布式协同控制器：

用于采用构建无向图的方法对三个控制单元的通信结构进行描述，根据所构建的无向图获得各个控制单元整体的通信关联矩阵，并根据转子速度估计值、设置的转子给定速度值和控制单元整体的通信关联矩阵，构建误差函数，设置实数矩阵和实数项，并根据构建的误差函数，求得分布式协同控制器的输出值。

所述的多单元永磁同步电机，其定子为27槽30极分瓣式结构，每单元为9槽10极，各定子单元共享一个转子；其转子为永磁内置切向式；每单元电机绕组采用节距为1的双层分数槽绕组，各单元电机内部绕组采用星形连接方式。

采用多单元永磁同步电机智能协同控制系统进行的控制方法，包括以下步骤：

步骤1、第一永磁电机协同控制单元、第二永磁电机协同控制单元和第三永磁电机协同控制单元同时采集电机输入端的A相、B相、C相电流检测信号；

步骤2、第一永磁电机协同控制单元、第二永磁电机协同控制单元和第三永磁电机协同控制单元同时根据所采集的A相、B相、C相电流检测信号，协调控制获得PWM信号；

步骤3、根据PWM信号改变输出定子电压的频率和幅值，实现各单元电机转速的协同控制。

步骤2所述的协调控制，包括以下步骤：

步骤2-1、根据A相、B相、C相电流检测信号获得转子速度估计值，并同时发送至每个控制单元中实现三个控制单元的相互通信；

步骤2-2、采用构建无向图的方法对三个控制单元的通信结构进行描述；

步骤2-3、根据所构建的无向图获得控制单元整体的通信关联矩阵，并根据转子速度估计值、用户设定的转子给定速度值和控制单元整体的通信关联矩阵，构建误差函数；

步骤2-4、设置实数矩阵和实数项，并根据构建的误差函数，获得输出值；

步骤2-5、根据上述输出值获得两相静止坐标系下的直轴电压参考值和交轴电压参考值，再采用空间矢量脉宽调制获得PWM信号。

步骤2-1所述的根据A相、B相、C相电流检测信号获得的转子速度估计值，包括以下步骤：

步骤2-1-1、将接收到的电流检测信号进行模数转换，并根据转子初始相角值对转换后的A相、B相、C相电流信号进行Clark坐标变换和Park坐标变换，获得两相旋转坐标系下的直轴电流和交轴电流；

步骤2-1-2、将交轴电流通过带通滤波处理获得交轴电流高频分量，将上述交轴电流高频分量与正弦高频信号相乘，获得可分离相角误差信号交轴电流高频分量，并将其通过低通滤波处理获得仅含相角误差的电流信号；

步骤2-1-3、采用PI控制算法获得转子速度估计值，将上述转子速度估计值通过积分运算获得转子相角估计值。

步骤2-3所述的通信关联矩阵为对称矩阵，该矩阵的行数和列数均为3，矩阵中的元素取值为0或1，当控制单元两两之间能够通信时，元素值为1，否则为0；所述的误差函数为：某一控制单元转子速度估计值与其他控制单元转子速度估计值之间的差值乘以系数，加上该控制单元转子速度估计值与设定的转子给定速度值之间差值乘以系数；所述的某一控制单元转子速度估计值与其他控制单元转子速度估计值之间的差值乘以系数，该系数为通信关联矩阵中的元素。

步骤2-4所述的输出值，求解方式为：误差函数乘以实数矩阵和实数项，再与设定的转子给定速度值求和；所述的实数矩阵为一个1×2的实数向量。

步骤2-5所述的根据上述输出值获得两相静止坐标系下的直轴电压参考值和交轴电压参考值，包括以下步骤：

步骤2-5-1、将输出值作为交轴电流参考量；

步骤2-5-2、将获得的直轴电流和交轴电流通过低通滤波处理获得基波直轴电流和基波交轴电流；

步骤2-5-3、将基波交轴电流与交轴电流参考量比较作差，获得交轴电流误差值，将基波直轴电流与直轴电流参考量比较作差，获得直轴电流误差值；

步骤2-5-4、采用PI控制算法分别对交轴电流误差值和直轴电流误差值进行计算，获得交轴电压参考值和直轴电压参考值，并将直轴电压参考值与高频电压信号值求和，获得含高频信号的直轴电压参考值；

步骤2-5-5、根据电机转子相角估计值，对交轴电压参考值和含高频信号的直轴电压参考值进行Park反坐标变换，获得两相静止坐标系下的直轴电压参考值和交轴电压参考值，再采用空间矢量脉宽调制获得PWM信号。

本发明优点：

本发明一种多单元永磁同步电机智能协同控制系统，本发明采用低压多永磁电机协同控制单元并联结构，实现低压大功率、低速大转矩控制和系统冗余控制；在整流方面，采用双并联PWM整流电路结构，当系统处于不平衡供电网络环境下，两组PWM整流器分别用于控制正、负序电流，通过对正、负序电流的闭环控制，减小了无功损耗和谐波损耗；逆变单元采用谐振极型三相软开关逆变电路，提高了直流母线电压的利用率，在高频时大大减小器件的开关损耗；在永磁电机控制方面采用电流控制与速度估算单元，能够准确估算出转子的速度和相角信息，成本低且可靠性高；被控对象为多单元永磁同步电机，解决大功率电气传动系统中电机安装、运输和维护困难等问题。

附图说明

图1为本发明一种实施例的多单元永磁同步电机智能协同控制系统结构框图；

图2为本发明一种实施例的双并联PWM整流电路原理图；

图3为本发明一种实施例的第一永磁电机协同控制单元、第二永磁电机协同控制单元和第三永磁电机协同控制单元内部结构框图；

图4为本发明一种实施例的谐振极型软开关逆变电路图；

图5为本发明一种实施例的控制单元内部结构示意图；

图6为本发明一种实施例的多单元永磁同步电机结构示意图；

图7为本发明一种实施例的27槽30极整体永磁电机与9槽10极单元永磁电机槽电势星型图，其中，图(a)为27槽30极整体永磁电机槽电势星型图，图(b)为9槽10极单元永磁电机槽电势星型图；

图8为本发明一种实施例的27槽30极多单元永磁同步电机绕组展开图；

图9为本发明一种实施例的采用多单元永磁同步电机智能协同控制方法流程图；

图10为本发明一种实施例的多单元永磁同步电机无传感器控制系统框图；

图11为本发明一种实施例的构建的无向图；

图12为本发明的一种实施例的各协同控制单元速度估算值曲线图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明一种实施例做进一步说明。

本发明实施例中多单元永磁同步电机智能协同控制系统，如图1所示，包括双并联PWM整流电路1、第一永磁电机协同控制单元2、第二永磁电机协同控制单元3、第三永磁电机协同控制单元4和多单元永磁同步电机5，其中，第一永磁电机协同控制单元2、第二永磁电机协同控制单元3和第三永磁电机协同控制单元4通过并联连接的方式协调控制多单元永磁同步电机5的三个定子单元；

本发明实施例中，双并联PWM整流电路1用于将380V交流电转换为电压可调的直流电，其电路图如图2所示，采用两组三相电压型PWM整流器结构，以交流电源中性点为参考点，建立正、负序电流分量与电网电压及有功功率的对应关系，通过正、负序瞬时有功分量和无功分量的解耦控制，并依据零序环流对电压低频分量的影响，补偿零序环流，形成正负序电流、电压及功率的一体化控制方案，解决了不平衡供电网络环境下并联PWM整流结构的控制难题；

本发明实施例中，第一永磁电机协同控制单元、第二永磁电机协同控制单元和第三永磁电机协同控制单元结构相同，如图3所示，均包括驱动与放大电路、控制单元和逆变单元，所述的控制单元通过相互通信实现多单元永磁同步电机的协同控制；

本发明实施例中，所述的控制单元以TMS320F28335型号的DSP为核心，外加通信模块、A/D采样模块及脉冲生成模块，逆变单元采用谐振极型三相软开关逆变电路(见申请号为200910010240.9专利)，如图4所示，三相电路中都分别具有各自的谐振电感，这一设计能够提高直流母线电压的利用率，减小器件的开关损耗，降低生产成本；

本发明实施例中，如图5所示，控制单元包括分布式协同控制器和电流控制与速度估算单元，其中，电流控制与速度估算单元用于采集电机输入端的A相、B相、C相电流检测信号，根据采集的A相、B相、C相电流检测信号，获得的转子速度估计值同时发送至每个控制单元的分布式协同控制器中；并接收分布式协同控制器的输出值，根据上述输出值获得两相静止坐标系下的直轴电压参考值和交轴电压参考值，再采用空间矢量脉宽调制获得PWM信号，将获得的PWM信号通过驱动与放大电路发送至逆变单元中；分布式协同控制器用于采用构建无向图的方法对三个控制单元的通信结构进行描述，根据所构建的无向图获得各个控制单元整体的通信关联矩阵，并根据转子速度估计值、设置的转子给定速度值和控制单元整体的通信关联矩阵，构建误差函数，设置实数矩阵和实数项，并根据构建的误差函数，求得分布式协同控制器的输出值。

本发明实施例中，采用节距为1的双层分数槽绕组结构的多单元永磁同步电机，极大地提高了电机的槽满率，更加适用于工业生产中机械型自动绕线，并且由于转子的极对数较多，在转子磁路采用了内置切向形式，这些都为多极少槽永磁同步电机的实现提供了可能。多单元永磁同步电机的结构示意图如图6所示，采用27槽30极的三相永磁同步电机；图中Cell1表示定子单元1、Cell2表示定子单元2、Cell3表示定子单元3；

本发明实施例中，通过下面所述内容将其分为多单元模块永磁电机；

I计算整体电机的拆分单元数及单元电机槽极数；

整体电机定子槽数Z＝27，转子极对数p＝15，它们的最大公约数t＝3；整体电机定子槽数与极对数的最大公约数即为可以分成的单元电机的个数；由此可知整体电机是由3个完全相同的单元电机组成的，各单元均使用同一个转子，各单元电机内部仍然采用星型连接的方式；

各单元电机的槽数和极对数分别为：Z₀＝Z/t＝9，p₀＝p/t＝5；因此得出，27槽30极的三相永磁同步电机可以拆分成3单元9槽10极三相永磁同步电机；

II确定整体电机及单元电机的槽电势星型图

计算槽距角α和每极每相槽数q分别为：

$>q=\frac{Z_0}{2{\mathrm{mp}}_0}=\frac{3}{10}=\frac{b}{c};$>

其中，m为电机定子绕组相数，b和c分别为q的分子和分母；

再根据下面内容获得分数槽绕组的最佳排列方式：

①首先根据每极每相槽数q，依次算出iq的值(i＝1，2，…)，直至得出整数为止，其分别为$>\frac{3}{10},\frac{3}{5},\frac{9}{10},\frac{6}{5},\frac{3}{2},\frac{9}{5},\frac{21}{10},\frac{12}{5},\frac{27}{10},3;$>

②求取最优循环数列；

取0值作为第一个数，将上述求出的所有分数的整数部分加1依次排列在后，最后一个整数即取整数，其依次为0，1，1，1，2，2，2，3，3，3，3；再将所得数列中的后一项减去前一项，所得数列即为求取的最优循环数列，其为1，0，0，1，0，0，1，0，0，0；

③将最优循环数列重复多次，通常按照60°相带来划分，将绕组AcBaCb依次重复分配给最优循环数列，直至循环到起始状态；

1 0 0 1 0 0 1 0 0 0 1 0 0 1 0 0 1 0 0 0 1 0 0 1 0 0 1 0 0 0

A c B a C b A c B a C b A c B a C b A c B a C b A c B a C b

④将1下面的绕组取出，这一绕组序列即为分数槽绕组的第一层绕组，排列为：AaACcCBbB；

其中，a、b和c代表将线圈反向嵌放；采用双层绕组时，将第一层绕组右移一个槽后取反向即可得到第二层绕组的排列；

最终得出27槽30极整体永磁电机及9槽10极单元永磁电机的槽电势星型图如图7中图(a)和图(b)所示；

III画出单元电机的绕组展开图

规定顺时针方向为正方向，大写字母代表正方向，小写字母代表反方向，则27槽30极多单元永磁同步电机绕组展开图如图8所示；

本发明实施例中，采用多单元永磁同步电机智能协同控制系统进行的控制方法，方法流程图如图9所示，包括以下步骤：

步骤1、第一永磁电机协同控制单元、第二永磁电机协同控制单元和第三永磁电机协同控制单元同时采集电机输入端的A相、B相、C相电流检测信号；

本发明实施例中，采用三个电流传感器同时采集电机输入端的A相、B相、C相电流信号，并将电流信号发送至第一永磁电机协同控制单元、第二永磁电机协同控制单元和第三永磁电机协同控制单元中；

步骤2、第一永磁电机协同控制单元、第二永磁电机协同控制单元和第三永磁电机协同控制单元同时根据所采集的A相、B相、C相电流检测信号，协调控制获得PWM信号，包括以下步骤：

本发明实施例中，图10为多单元永磁同步电机无传感器控制系统框图，结合图10，以第一永磁电机协同控制单元内部控制过程为例，进行说明步骤2中协同控制的具体步骤：

步骤2-1、根据A相、B相、C相电流检测信号i_a1、i_b1、i_c1获得转子速度估计值并同时发送至每个控制单元(第一永磁电机协同控制单元、第二永磁电机协同控制单元和第三永磁电机协同控制单元)中实现三个控制单元的相互通信；

步骤2-1-1、将接收到的电流检测信号i_a1、i_b1、i_c1进行模数转换，并根据转子初始相角值对转换后的A相、B相、C相电流信号进行Clark坐标变换和Park坐标变换，获得两相旋转坐标系d-q下的直轴电流i_d和交轴电流i_q；

本发明实施例中，初始时，采用第一永磁电机协同控制单元、第二永磁电机协同控制单元和第三永磁电机协同控制单元获得电机各单元内部定子绕组阻感值及转子初始相角值，设置转子给定速度值ω*并注入高频电压信号值V_inj cosω_ht；

步骤2-1-2、将交轴电流i_q通过带通滤波处理获得交轴电流高频分量将上述交轴电流高频分量与正弦高频信号sinω_ht相乘，获得可分离相角误差信号交轴电流高频分量并将通过低通滤波处理获得仅含相角误差的电流信号ε；

具体计算公式如下：

$>{\hat{i}}_{qh}\approx \frac{2V_{inj}{L}_1{\mathrm{sin\omega }}_{h}t}{{\omega }_h(L_1^2-L_0^2)}\Delta \theta ---\left(1\right)$>

$>{\hat{i}}_{qh}^{\prime }=\frac{V_{inj}{L}_1\Delta \theta }{{\omega }_h(L_1^2-L_0^2)}(1-cos2{\omega }_{h}t)---\left(2\right)$>

$>ϵ=\frac{V_{inj}{L}_1}{{\omega }_h(L_1^2-L_0^2)}\Delta \theta =K\Delta \theta ---\left(3\right)$>

其中，V_inj表示注入高频电压信号的幅值，ω_h表示注入高频电压信号的频率；L₀表示半差电感，其值为q轴等效电感与d轴等效电感差值的一半；L₁表示平均电感，其值为q轴等效电感与d轴等效电感和值的一半；Δθ表示相角误差信号；

步骤2-1-3、采用PI控制算法获得转子速度估计值将上述转子速度估计值通过积分运算获得转子相角估计值

步骤2-2、采用构建无向图的方法对三个控制单元的通信结构进行描述；

本发明实施例中，第一永磁电机协同控制单元、第二永磁电机协同控制单元和第三永磁电机协同控制单元均采用全双工通讯模式，因此采用无向图来对分布式控制器通信结构进行描述，如图11所示，将系统中第一永磁电机协同控制单元、第二永磁电机协同控制单元和第三永磁电机协同控制单元分别定义为三个节点v₁、v₂、v₃；

步骤2-3、根据所构建的无向图获得控制单元整体的通信关联矩阵，并根据转子速度估计值、用户设定的转子给定速度值和控制单元整体的通信关联矩阵，构建误差函数；

建立无向图其中V＝{v₁，v₂，v₃}表示三个节点的集合，代表图上所有边的集合，为无向图的邻接矩阵(控制单元整体的通信关联矩阵)，i，j＝1，2，3，a_ij为0或1值，为3×3的实数对称矩阵，当第i个节点能够接收到第j个节点的信息时，a_ij＝1；否则a_ij＝0，因各个节点并不自己构成信息环，所以a_ii＝0；

系统的邻接矩阵为：

$>\Lambda =\left(\begin{array}{ccc}0& a_{12}& a_{13}\\ a_{12}& 0& a_{23}\\ a_{13}& a_{23}& 0\end{array}\right)---\left(4\right)$>

其中，表示控制单元两两之间的通信关联矩阵，即为无向图的邻接矩阵；a_ij表示第i个控制单元与第j个控制单元之间的通信关系，当第i个控制单元能接收到第j个控制单元的信息时，a_ij＝1，否则a_ij＝0，i，j＝1，2，3；

对于第i个节点，构建输出向量$>{\omega }_i=\left(\begin{array}{c}{\hat{\omega }}_{ri}\\ {\stackrel{·}{\hat{\omega }}}_{ri}\end{array}\right),$>则误差可以写为：

$>e_i=\underset{j=1}{\overset{3}{\Sigma }}{a}_{ij}({\omega }_i-{\omega }_j)+g_i({\omega }_i-{\omega }_0)---\left(5\right)$>

矩阵$>{\omega }_i=\left(\begin{array}{c}{\hat{\omega }}_{ri}\\ {\stackrel{·}{\hat{\omega }}}_{ri}\end{array}\right),{\hat{\omega }}_{ri}$>表示第i个控制单元获得的转子速度估计值，表示第i个控制单元获得的转子速度估计值的导数，矩阵$>{\omega }_0=\left(\begin{array}{c}\omega *\\ \stackrel{·}{\omega }*\end{array}\right),$>ω*表示转子给定速度值，表示转子给定速度值的导数，即为加速度，g_i取值为0或1，当第i个控制单元能接收到控制单元给定值ω*时，g_i＝1，否则g_i＝0。

则系统误差函数为：

$>\left(\begin{array}{c}{e}_1=a_{12}\left(\begin{array}{c}{\hat{\omega }}_{r1}-{\hat{\omega }}_{r2}\\ {\stackrel{·}{\hat{\omega }}}_{r1}-{\stackrel{·}{\hat{\omega }}}_{r2}\end{array}\right)+a_{13}\left(\begin{array}{c}{\hat{\omega }}_{r1}-{\hat{\omega }}_{r3}\\ {\stackrel{·}{\hat{\omega }}}_{r1}-{\stackrel{·}{\hat{\omega }}}_{r3}\end{array}\right)+g_1\left(\begin{array}{c}{\hat{\omega }}_{r1}-\omega *\\ {\stackrel{·}{\hat{\omega }}}_{r1}-\stackrel{·}{\omega }*\end{array}\right)\\ e_2=a_{12}\left(\begin{array}{c}{\hat{\omega }}_{r2}-{\hat{\omega }}_{r1}\\ {\stackrel{·}{\hat{\omega }}}_{r2}-{\stackrel{·}{\hat{\omega }}}_{r1}\end{array}\right)+a_{23}\left(\begin{array}{c}{\hat{\omega }}_{r2}-{\hat{\omega }}_{r3}\\ {\stackrel{·}{\hat{\omega }}}_{r2}-{\stackrel{·}{\hat{\omega }}}_{r3}\end{array}\right)+g_2\left(\begin{array}{c}{\hat{\omega }}_{r2}-\omega *\\ {\stackrel{·}{\hat{\omega }}}_{r2}-\stackrel{·}{\omega }*\end{array}\right)\\ e_3=a_{13}\left(\begin{array}{c}{\hat{\omega }}_{r3}-{\hat{\omega }}_{r1}\\ {\stackrel{·}{\hat{\omega }}}_{r3}-{\stackrel{·}{\hat{\omega }}}_{r1}\end{array}\right)+a_{23}\left(\begin{array}{c}{\hat{\omega }}_{r3}-{\hat{\omega }}_{r2}\\ {\stackrel{·}{\hat{\omega }}}_{r3}-{\stackrel{·}{\hat{\omega }}}_{r2}\end{array}\right)+g_3\left(\begin{array}{c}{\hat{\omega }}_{r3}-\omega *\\ {\stackrel{·}{\hat{\omega }}}_{r3}-\stackrel{·}{\omega }*\end{array}\right)\end{array}\right)---\left(6\right)$>

步骤2-4、设置实数矩阵和实数项，并根据构建的误差函数，获得输出值；

u_i＝ω*+cKe_i    (7)

其中，u_i表示第i个控制单元内部分布式协同控制器的输出值，c为实数值，K为一个1×2的实数向量；

所述的表示矩阵的特征值最小值的实部，矩阵为：

$>{\Lambda }_G=\left(\begin{array}{ccc}{g}_1+a_{12}+a_{13}& -a_{12}& -a_{13}\\ -a_{12}& g_2+a_{12}+a_{23}& -a_{23}\\ -a_{13}& -a_{23}& g_3+a_{13}+a_{23}\end{array}\right)---\left(8\right)$>

所述的向量K计算步骤如下：

①建立性能指标函数求得性能指标函数最小时对应的最优矩阵N和矩阵R；其中，令矩阵N和矩阵R均为2×2正定对称矩阵，初始时矩阵N和矩阵R均设为单位矩阵；

②将求得的矩阵N和矩阵R代入方程D^TM+MD+N-MBR^-1B^TM＝0中，求出矩阵M。其中，矩阵$>D=\left(\begin{array}{cc}0& 1\\ 0& 0\end{array}\right),$>矩阵$>B=\left(\begin{array}{c}0\\ 1\end{array}\right);$>

③将求出的矩阵M代入公式K＝R^-1B^TM，即可求得向量K。

步骤2-5、根据上述输出值获得两相静止坐标系下的直轴电压参考值和交轴电压参考值，再采用空间矢量脉宽调制获得PWM信号，包括以下步骤：

步骤2-5-1、将输出值u_i作为交轴电流参考量i_qref；

步骤2-5-2、将获得的直轴电流i_d和交轴电流i_q通过低通滤波处理获得基波直轴电流i_db和基波交轴电流i_qb；

步骤2-5-3、将基波交轴电流i_qb与交轴电流参考量i_qref比较作差，获得交轴电流误差值i_qe，将基波直轴电流i_db与直轴电流参考量i_dref(取值为0)比较作差，获得直轴电流误差值i_de；

步骤2-5-4、采用PI控制算法分别对交轴电流误差值i_qe和直轴电流误差值i_de进行计算，获得交轴电压参考值u_qref和直轴电压参考值u_dref，并将直轴电压参考值u_dref与高频电压信号值V_injcosω_ht求和，获得含高频信号的直轴电压参考值u_dh；

步骤2-5-5、根据电机转子相角估计值对交轴电压参考值u_qref和含高频信号的直轴电压参考值u_dh进行Park反坐标变换，获得两相静止坐标系下的直轴电压参考值u_βref和交轴电压参考值u_αref，将u_αref和u_βref输入SVPWM模块，其产生的PWM信号；

步骤3、根据PWM信号改变输出定子电压的频率和幅值，实现各单元电机转速的协同控制；

本发明实施例中，将PWM信号经过驱动与放大电路控制逆变单元1输出相应的三相正弦波形，从而控制电机的定子单元1。

本发明实施例中，如图12所示，本实施例设定的转子给定速度值ω*＝300rad/s，图中w1、w2、w3分别代表输入到分布式协同控制器中的三个单元的速度估算值对应曲线。由图可知，开始时三个单元的速度估算值为零，在分布式协同控制器的作用下，经过4s的时间三个单元的速度估算值趋于一致。各单元通过各自的分布式协同控制器，在不使用速度传感器的情况下，使三个定子单元产生了速度同步的旋转磁场，从而实现了电机转速的一体化协同控制。