一种基于反激式原边反馈的数字恒流控制器

摘要

一种基于反激式原边反馈的数字恒流控制器，包括辅助绕组输出电压采样状态机、去磁时间Td补偿模块、双向计数器模块、原边峰值电流Ip,pk(n)补偿模块、原边峰值电流阈值设置模块以及开关信号控制模块。数字恒流控制器控制反激式变换器，让其工作于断续导通模式(DCM)下，并通过频率脉冲控制(PFM)，保证每个开关周期下原边峰值电流恒定，同时保证去磁时间和开关周期比例恒定来实现数字恒流。利用数字控制的灵活性，提出了去磁时间补偿，对采样去磁时间的延迟进行补偿，提高恒流精度。针对反激式系统中存在的延迟，提出了一种新的原边峰值电流补偿方式，提高了原边电流的补偿精度，使输出电流的线性度更高。

说明书

技术领域

本发明涉及开关电源，尤其涉及一种基于反激式原边反馈的数字恒流控制器，可应用 于充电器恒流控制和LED恒流驱动中。

背景技术

反激式开关电源由于体积小、成本低、可输入电压范围大等优点被广泛应用于小功率 器件中，尤其是充电器和LED驱动器中。恒流输出的开关电源主要应用于充电器在低负 载条件时快速充电，提高能量利用率和工作效率。LED驱动领域中，为了提高LED灯的 使用寿命，同时提高能量的利用率，需要恒定的电流进行驱动。

传统反激式变换器恒流控制方案主要有，直接从输出端对输出电流进行直接反馈进行 调节。这种传统的控制方式需要光耦对输入和输出端进行电流隔离，在外界条件变化时， 光耦的能量传输性能会受到很大的干扰，降低控制精度，如图1所示。同时，这种调节方 式，也会降低输出电流的精度。基于此提出了原边反馈的控制方式，通过辅助绕组对输出 电压进行采样，而对输出电流的采样则是通过一个采样电阻对原边电流的峰值进行采样， 从而估计副边环路中输出电流的值，如图2所示。原边反馈的控制方式，消除了光耦隔离 装置，降低了反激式的转换器的成本，同时也提高输出电流和输出电压的精度。

常见的实现数字恒流的控制方式有PWM的控制模式实现。该控制模式通过保证原边 峰值电流、去磁时间和开关周期三个量的乘积不变，从而实现恒流输出。但是这样的控制 方式，需要考虑三个量协调控制，实现电路比较复杂。PFM的控制模式有效的降低了控 制器的电路结构，为恒流开关电源常见的控制方式，但是该控制方式下输出的电流纹波比 较大。

由于模拟技术在电源领域技术比较成熟，设计成本相对比较低。传统开关电源中实现 恒流输出的控制方式主要通过模拟的方式进行设计。然而，模拟技术很难实现复杂算法的 控制，对输出电流或输出电压的精度以及控制速度很难再有所提升。数字控制方式相比于 模拟控制方式在控制算法实现上更加灵活，可以实现复杂的控制算法，提高控制的精度和 速度。

现有Matlab和Modelsim软件联合仿真很好的为数字前端设计提供逼近实际的仿真条 件。直接用Verilog HDL等硬件描述语言在Modelsim软件上件编写数字控制器，并通过 联合仿真直接可以观察数字控制器设计中的问题，并进一步优化。这有效的缩短了数字控 制器的设计周期和设计难度，同时提高了市场竞争力。

现有技术条件下，模拟控制方式仍然是开关电源领域主要的控制方式。主要是因为， 数字控制器的生产成本比要比模拟控制器高，想要实现高性能的数字控制需要采用高性 能，高成本的模数转换器(ADC)，这无疑增加了数字控制器的生产成本。如何通过良好的 控制技术来取代对高性能模数转换器的要求，同时提高数字实现方式的控制精度，降低生 产成本，成为现在开关电源领域研究的热门课题。

发明内容

针对现有技术对数字控制开关电源设计存在的问题，本发明提供了一种基于反激式原 边反馈的数字恒流控制器，通过数字补偿技术，解决了数字控制器对高成本高性能ADC 的依赖，降低了控制器的成本。同时，数字控制方式，增加了控制的灵活性，提高了输出 电流的精度。

为实现上述发明目的，本发明采取的技术方案是：一种基于反激式原边反馈的数字恒 流控制器，其特征在于，包括辅助绕组输出电压采样状态机、去磁时间Td补偿模块、双 向计数器模块、原边峰值电流Ip,pk(n)补偿模块、原边峰值电流阈值设置模块以及开关信 号控制模块；其中：

辅助绕组输出电压采样状态机，接收开关信号控制模块输出的Ton开关控制信号和 经辅助绕组上的电压进行分压采样、比较后的高低电平信号Vsamp以及原边峰值电流阈 值设置模块输出的恒流控制标志信号sign_start，输出A、B和C三个控制信号，对应S1、 S2和S3三种状态，用于控制双向计数器加减计数状态，并通过S2状态和S3状态两个起 始时刻计数器count的值Td_1和Td_2，计数得到去磁时间Td_n＝Td_1﹣Td_2，Td_n 表示去磁时间的长度，Td_1和Td_2分别表示去磁时间起始点和结束点计数器的计数值；

去磁时间Td补偿模块，接收辅助绕组输出电压采样状态机输出的去磁时间Td_n和 状态信号C、原边峰值电流阈值设置模块输出的恒流控制标志信号sign_start以及时钟信 号clk、复位信号rst，当sign_start和C信号都为高电平，即当前时刻，控制系统运行在 数字恒流控制状态，且状态机运行在S3状态，将去磁时间Td_n通过多路比较模块比较 得到一个数据选择信号data_select控制数据选择器，利用数据选择器从数据寄存器中选择 出当前状态下，需要补偿的时钟周期数ΔTs(n)；

双向计数器模块，接收辅助绕组输出电压采样状态机输出的A、B、C三个控制信号 和去磁时间Td补偿模块输出的去磁时间补偿值ΔTs(n)以及开关信号控制模块给出的计数 值count，控制双向计数器的值，最终得到一个该状态下开关周期结束信号cc_sign_off传 递给开关信号控制模块，用于控制开关周期控制信号Ton，使开关周期进入下一个周期循 环；

原边峰值电流Ip,pk(n)补偿模块，接收输入原边电流的采样信号Isamp和开关信号控 制模块输出的计数器count信号以及原边峰值电流阈值设置模块输出的恒流控制标志信号 sign_start，将计算得到的原边峰值电流阈值的补偿量ΔIp,pk(n)传递给原边峰值电流阈值 设置模块；

原边峰值电流阈值设置模块，接收原边峰值电流Ip,pk(n)补偿模块输出的原边峰值电 流阈值的补偿量ΔIp,pk(n)和开关信号控制模块输出的Ton开关控制信号设置原边峰值参 考阈值Ip,ref(n)，恒流控制工作状态下Ip,ref(n)在每一个开关周期内的值，通过原边电流 最大参考阈值Ip,ref(n)max和原边电流峰值补偿量ΔIp,pk(n)决定，Ip,ref(n)＝Ip,ref(n)max ﹣ΔIp,pk(n)，式中的Ip,ref(n)为新的原边峰值参考阈值，输出给开关信号控制模块，原边 峰值电流阈值设置模块输出恒流控制标志信号sign_start信号，实现控制器不同工作状态 的控制和切换；

开关信号控制模块，接收原边峰值电流阈值设置模块输出的恒流控制标志信号 sign_start和原边峰值参考阈值Ip,ref(n)以及输入原边电流的采样信号Isamp和双向计数器 模块给出的开关周期结束信号cc_sign_off，结合自有的计数值count，控制和调节开关管 的控制信号Ton。

本发明的优点及显著效果：本发明数字恒流控制器控制反激式变换器，让其工作于断 续导通模式(DCM)下，并通过频率脉冲控制(PFM)，保证每个开关周期下原边峰值电 流恒定，同时保证去磁时间和开关周期比例恒定来实现数字恒流。利用数字控制的灵活性， 提出了去磁时间补偿，对采样去磁时间的延迟进行补偿，提高恒流精度。针对反激式系统 中存在的延迟，提出了一种新的原边峰值电流补偿方式，提高了原边电流的补偿精度，使 输出电流的线性度更高。本发明控制方式结构简单，成本低。

附图说明

图1带光耦隔离的传统反激式变换器系统；

图2基于原边反馈的反激式变换器系统；

图3本发明所涉及的基于原边反馈的数字恒流反激式系统；

图4数字控制的结构框图；

图5辅助绕组输出电压采样状态机；

图6去磁时间补偿模块电路图；

图7双向计数器流程图；

图8原边峰值电流补偿效果图；

图9原边峰值电流补偿电路图；

图10原边峰值电流阈值设置流程图；

图11开关信号控制流程图；

图12系统主要关键波形总图；

图13 Matlab和Modelsim联合仿真效果图；

具体实施方式

为了更加详细的说明本发明，下面结合附图对本发明具体实施技术方案和相关原理进 行详细介绍和说明。

图3为一个数字控制的反激式变换器系统，图中的数字控制器便是本发明。本发明被 用于该反激式变换器中，控制和调节该反激式变换器的恒定电流输出。该反激式变换器系 统中，通过一个采样电阻Rs对原边的电流值进行采样，并通过8位ADC量化后，将采 样信号Isamp传递给数字控制器。通过分压电路，对辅助绕组上的电压进行分压，并通过 比较模块将辅助绕组上分压后的信号和0V电压进行比较，得到一个高低电平信号Vsamp， 如图12中Vsamp信号所示，并将该信号传递给数字控制器，通过数字控制器的采样控制 得到去磁时间Td_n以及A、B、C三个控制信号。通过一个电阻分压电路，获取该变换 器的上电电平Vin，启动数字控制器。同时，辅助绕组上的输出电压为该数字控制器供电。 该数字控制器的恒流原理如公式(1)所示：

$I_o=\frac{1}{2}\frac{I_{p,pk}\left(n\right)T_d\left(n\right)}{T_s\left(n\right)}\frac{N_p}{N_s}---\left(1\right)$

其中，Ip,pk(n)表示原边峰值电流，Td(n表示去磁时间的计数值，Ts(n)表示开关周期的计 数长度，Np：Ns表示变压器的匝数比。变压器的匝数比为变压器的固定参数，不会改变。 上述不同开关周期下，原边峰值电流恒定，当去磁时间和开关周期的比例也恒定，输出电 流也就恒定。

图4为本发明数字控制器的结构框图。该数字控制器包括辅助绕组输出电压采样状态 机、去磁时间(Td)补偿模块、双向计数器模块、原边峰值电流(Ip,pk(n))补偿模块、 原边峰值电流阈值设置模块以及开关信号控制模块。

辅助绕组采样状态机用于实现去磁时间的Td_n的采样，通过Ton开关控制信号和 Vsamp两个信号控制得到A、B和C三个控制信号，对应S1、S2和S3三种状态。用于 控制双向计数器加减计数状态。并通过S2状态和S3状态两个起始时刻计数器count的值 Td_1和Td_2，计数得到去磁时间Td_n，如下公式(2)所示：

T_d_n＝＝T_d_1-T_d_2   (2)

其中，Td_n表示去磁时间的长度，Td_1和Td_2分别表示去磁时间起始点和结束点计数 器的计数值。

辅助绕组采样状态机的状态转换如图5所示：该状态机的工作方式如下：

S1状态：该状态下MOS开关管处于导通状态，此时采样模块不执行任何操作。该状 态下代码中变量全部被置位初始化状态。当MOS开关管由导通状态转换为关断状态后， 状态机便由S1状态进入S2状态。

S2状态：进入S2状态后，记录下此刻开关周期计数器的计数值，记为Td_1(该时 钟在整个开关周期内保持加计数，并在每个开关周期结束后清零)。该状态下，图12中信 号Vsamp始终保持为高电平，当一个开关周期内，Vsamp第一次由该电平变为低电平后， 状态机进入S3状态。

S3状态：状态机在进入S3状态后，将当前时刻计数器的值记为Td_2。等待MOS开 关管再次导通后，由S3状态转换为S1状态。从S3状态中可以得到去磁时间Td_n。去 磁时间的计算方式如公式(2)。

图12中由于去磁时间采样时，C点相对于膝点存在延迟，导致去磁时间采样存在误 差，影响输出电流精度。因此，需要一个补偿电路对这一部分延迟进行补偿，成为去磁时 间补偿。补偿的方式，在t3时间内缩短ΔTs(n)，使整个开关周期Ts(n)缩短，使开关管提 前导通。双向计数器，在计数到补偿后计数计数值Dpre(n)new后，开关管再次导通，开 关管进入下一个开关周期。

D_pre(n)_new＝D_pre(n)-ΔT_s_n   (3)

其中，Dpre(n)new补偿后双向计数器计数结束计数参考值，Dpre(n)补偿前双向计数 器计数结束计数参考值，ΔTs(n)为一个开关周期补偿值。不同输出负载条件下，需要补偿 的量不同，在数字补偿电路设计时，通过采样到的去磁时间Td_n的大小，比较并通过比 较值选择在查找表中取得合适的补偿量ΔTs(n)。

去磁时间(Td)补偿模块用于对去磁时间的延迟进行补偿，其输入信号包括去磁时 间Td_n、恒流控制标志信号sign_start、状态信号C、时钟信号clk以及复位信号rst。当 sign_start和C信号都为高电平，即当前时刻，控制器运行在数字恒流控制状态，且状态 机运行在S3状态，将去磁时间Td_n通过多路比较模块比较得到一个数据选择信号 data_select控制数据选择器，根据查找表，利用数据选择器可以从数据寄存器中选择出当 前状态下，需要补偿的时钟周期数ΔTs(n)。图6为去磁时间(Td)补偿模块具体实现电 路。

双向计数器模块用于通过状态控制信号A、B、C以及去磁时间补偿值ΔTs(n)，控制 双向计数器的值，最终得到一个该状态下开关周期结束信号cc_sign_off，用于控制开关周 期控制信号Ton，使开关周期进入下一个周期循环。通过在状态S1和S3时间内实现加a 计数，在状态S2状态下时间减b计数来实现去磁时间和开关周期的比例恒定，从而实现 数字恒流。

数字恒流控制的控制原理：

$I_0=\frac{1}{2}\frac{I_{p,pk}\left(n\right)T_d\left(n\right)}{T_s\left(n\right)}\frac{N_p}{N_s}$

其中，Ip,pk(n)表示原边峰值电流，Td(n)表示去磁时间的计数值，Ts(n)表示开关周期的计 数长度，Np：Ns表示变压器的匝数比。变压器的匝数比为变压器的固定参数，不会改变。 上述不同开关周期下，原边峰值电流恒定，当去磁时间和开关周期的比例也恒定，输出电 流也就恒定。

双向计数器的工作原理，

$\frac{T_d\left(n\right)}{T_s\left(n\right)}=\frac{t_2}{t_1+t_2+t_3}=\frac{a}{a+b}$

其中，Ts(n)表示开关周期的计数值，Td(n)表示去磁时间的计数值，t1、t2和t3表示 一个开关周期内的三个时间段，a表示计数器加计数时计数器在每个时钟周期内的增量， b表示计数器减计数时计数器在每个时钟周期内的减量。

图7为该双向计数器工作流程，其波形变换如图12中b_count信号所示。开关管导 通时间内，即S1状态下，控制信号A为高电平，双向计数器从一个不为零的初值Dpre(n) 开始加计数，每个时钟周期内，计数器加a计数，并设置cc_sign_off信号为低电平。当 原边电流的采样值达到参考阈值后，开关管断开，即在S2状态下，控制信号B为高电平 时，双向计数器在S1状态下计数的基础上转变为减计数，每个时钟周期内，计数器减b 计数。去磁时间结束后，即状态机在S3状态下，控制信号C为高电平，在S2状态时间 内的计数的基础上，再一次转变为加计数，每个时钟周期内计数器加a计数，直到计数器 计数值为Dpre(n)-ΔTs(n)或者计数器count的值达到了998，cc_sign_off信号被置为高电平， 同时计数器再一次初始化为Dpre(n)。可以计算得到去磁时间和整个时钟周期的比例为：

T_s(n)＝t₁+t₂+t₃   (4)

T_d(n)＝t₂   (5)

$\frac{T_d\left(n\right)}{T_s\left(n\right)}=\frac{t_2}{t_1+t_2+t_3}=\frac{a}{a+b}---\left(6\right)$

公式中，Ts(n)表示开关周期的计数值，Td(n)表示去磁时间的计数值，t1、t2和t3表 示一个开关周期内的三个时间段。

原边峰值电流补偿模块用于对原边峰值电流参考阈值进行补偿，使每一个开关周期内 得到的原边峰值电流相等。针对转换器系统中存在的延迟，通过对原边峰值电流的参考值 进行预处理，作为新的原边电流峰值的参考值，从而补偿了由于延迟对原边峰值造成的影 响，从而提高输出电流的精度，有效提高线性调整率。

由于不同开关周期下，输入电压不同，使每一个开光周期中原边电流的上升斜率也不 同。在实际控制过程中，ADC模块的采样过程数据传输存在延时，以及由于远端漏感的 作用是开关管关断时时存在延时，因此，在不同开关周期内，由于上述延迟的作用造成了 不同开关周期下得到原边峰值电流不同，且实际得到的原边峰值电流比理想值大。通过如 下公式可以说明输入电压变化，相同的延迟时间得到的原边峰值的增量不同。

$I_{p,\mathrm{pk}}=\frac{V_{\mathrm{in}}}{L_m}{T}_{\mathrm{on}}---\left(7\right)$

公式中，Ip,pk表示原边峰值电流，Vin表示输入电压，Lm表示原边电感值，Ton表示开 关管的导通时间。

$I_p=\frac{V_{\mathrm{in}}}{L_m}t---\left(8\right)$

其中，Ip表示原边电流值，Vin/Lm是原边电流的上升斜率，原边电感为变压器的一 个固定参数。

原边峰值电流阈值设置模块用于根据数字控制器在不同的工作状态下，设置原边峰值 参考阈值Ip,ref(n)。在启动工作状态下，Ip,ref(n)从一个初始值，逐个开关周期增大，同时 没有采用任何补偿，减小对MOS开关管的损耗。恒流控制工作状态下，Ip,ref(n)在每一 个开关周期内的值，通过原边电流最大参考阈值Ip,ref(n)max和原边电流峰值补偿量 ΔIp,pk决定。将原边峰值电流参考阈值Ip,ref(n)，减去补偿量ΔIp,pk作为新的补偿量，从 而达到补偿的效果。

原边峰值电流参考阈值Ip,ref(n)，通过以下公式得到：

I_p,ref(n)＝I_p,ref(n)_max-ΔI_p,pk(n)

其中，Ip,ref(n)为新的原边峰值参考阈值，Ip,ref(n)max原边电流最大参考阈值。原边 峰值电流阈值设置模块，给出恒流控制标志信号sign_start信号，实现数字控制器不同的 工作状态的控制和切换。

为了使实际得到的原边峰值电流，接近理想状态，可以通过补偿原边峰值参考阈值， 从而使实际电路中，经过一段延迟时间后，原边电流接近理想值，图8为其补偿效果图。 原边峰值电流补偿模块的控制信号主要有计数器信号count、原边电流采样值Isamp、恒 流控制标志信号sign_start，时钟信号clk以及复位信号rst，最终得到一个原边峰值电流 的补偿值ΔIp,pk，如图9所示。图9中C_ref1、C_ref2、C_ref3、C_ref4、C_ref5，它们 表示计数器的参考值，它们的关系如公式(9)所示：

$\left(\begin{array}{c}C\_ref2=C\_ref1+1\\ C\_ref3=C\_ref2+1\\ C\_ref4=C\_ref3+1\\ C\_ref5=C\_ref4+1\end{array}\right)---\left(9\right)$

通过比较器C1、C2和C3，计数器count的计数值和C_ref1、C_ref2、C_ref3进行比较， 当count的计数值等于各个计数器参考值时，分别通过数据选择器，将当前时刻原边电流 的采样值保存在寄存器中。当计数器count的值等于参考阈值C_ref4时，加法器工作，将 之前保存在寄存器Q1、Q2和Q3中的原边电流采样值通过加减计数模块进行加减计算。 当计数器count的值等于参考阈值C_ref5时，移位寄存器工作，将加法器相加得到的和 sum向右移动1位，实现除2计算，得到的值就是原边峰值电流的补偿量ΔIp,pk。

上述电路的实现公式如下所示

${\mathrm{\Delta I}}_{p,pk}\left(n\right)=\frac{\left(I_{t3}\right(n)-I_{t2}(n\left)\right)+\left(I_{t2}\right(n)-I_{t1}(n\left)\right)}{2}---\left(10\right)$

公式中ΔIp,pk表示原边电流峰值补偿量，It1、It2、It3是在前沿消隐后三个连续时刻原边 电流的采样点。在前沿消隐后，该原边峰值电流补偿模块设计，能适用于反激式变换器工 作在DCM模式，CCM模式和BCM模式下，增大了应用场合。

将原边峰值电流参考阈值，减去补偿量ΔIp,pk作为新的补偿量，从而达到补偿的效 果。该方式计算原边峰值的补偿量，不仅可以用于DCM工作模式下的反激式变换器，也 可以用于CCM方式下的反激式变换器中。同时，由于该补偿量计算方式取去磁时间后的 几个点的原边电流采样值，求平均值的方式来实现原边电流补偿量的计算，有效的提高了 抗原边电流扰动的情况，提高了补偿量的计算精度。如果需要进一步提高补偿量的计算精 度，可以连续取更多的点求平均值，计算补偿量。

I_p,ref(n)＝I_p,ref(n)_max-ΔI_p,pk(n)   (11)

其中，Ip,ref(n)为新的原边峰值参考阈值，Ip,ref(n)max原边电流最大参考阈值。

图10为原边峰值电流阈值设置模块流程图，原边峰值电流阈值设置模块的作用是设 置原边峰值电流的参考阈值。当原边电流的值大于原边峰值电流的参考阈值，开关管控制 信号Ton将由高电平转换为低电平。如图10所示，当Vin信号输入后，数字控制器便开 始工作，原边峰值电流阈值设置模块初始化，设置原边峰值电流参考阈值Ip,ref(n)、原边 电流最大参考阈值Ip,ref(n)max以及启动状态下原边电流最大参考阈值Ip,ref(n)max_start， 将恒流控制标志信号sign_start为低电平，开关管工作状态标志信号Ton_sign为低电平。 当开关管导通，Ton为1，且Ton_sign为低电平，则判断当前原边电流参考阈值是否大于 Ip,ref(n)max_start，若满足，则说明数字控制器还处于启动状态。设置sign_start为低电平，, 将Ip,ref(n)自加1，并设置Ton_sign为高电平保证一个开关周期内该过程只执行一次。等 待开关管断开，Ton变为低电平，将Ton_sign重新设置为低电平。然后返回判断，等待， 直到下一个开关周期Ton高电平信号，进入下一个循环。如果，判断当前原边电流参考 阈值小于Ip,ref(n)max_start，则说明数字控制器应该切换到恒流控制模块，并设置sign_start 为高电平，此后数字控制器将一直工作在恒流控制状态，直到外部电源重新断电并上电。 此时，原边峰值电流阈值由原边电流最大参考阈值Ip,ref(n)max以及原边峰值电流补偿值 ΔIp,pk，如公式()所示。等待开关管断开，Ton变为低电平，将Ton_sign重新设置为低电 平。然后返回判断，等待，直到下一个开关周期Ton高电平信号，进入下一个循环。其 中，恒流控制标志信号sign_start是为了区分数字控制器工作于恒流控制状态还是启动状 态。当sign_start为低电平时，数字控制器工作在启动工作状态；当sign_start为高电平时， 数字控制器工作在恒流工作状态。

开关信号控制模块通过各个模块给出的控制信号，恒流控制标志信号ss_start、开关 周期结束信号cc_sign_off、原边峰值参考阈值Ip,ref(n)，及自带的count信号，控制和调 节开关管控制信号Ton。

图11为开关信号控制模块流程图，开关信号控制模块的作用主要是通过各个模块的 控制结果，调节一个开关周期内Ton的导通时间以及关断时间。它的控制信号主要有计 数器count、恒流控制标志信号sign_start、导通标志信号cc_sign、原边电流采样信号Isamp、 原边峰值电流参考阈值Ip,ref(n)。当Vin信号上电后，数字控制器便开始工作，开关信号 控制模块初始化，将count清零、Ton信号和cc_start信号置位低电平。当count的计数值 大于零且小于10时，将Ton设置为高电平，cc_start为高电平。

如果sign_start为低电平，则说明数字控制器工作在启动工作状态，判断count大于 等于10时，原边电流采样值Isamp是否小于Ip,ref(n)，如果满足，则判断当前时刻计数 器的值是否大于30，如果大于30则将Ton设置为低电平，cc_start设置为低电平，如果 小于30，则返回继续判断Isamp是否小于Ip,ref(n)；如果Isamp小于Ip,ref(n)，则说明原 边电流已将达到阈值，开关信号Ton设置为低电平，cc_start设置为低电平；等待当，计 数器的值等于299时，启动状态下该开关周期结束，Ton设置为高电平，cc_start设置为 高电平，并将计数器count清零。

如果sign_start为高电平，则说明数字控制器工作在恒流控制工作状态，判断count 大于等于10时，原边电流采样值Isamp是否小于Ip,ref(n)，如果满足，则判断当前时刻 计数器的值是否大于150，如果大于150则将Ton设置为低电平，cc_start设置为低电平， 如果小于150，则返回继续判断Isamp是否小于Ip,ref(n)；如果Isamp小于Ip,ref(n)，则说 明原边电流已将达到阈值，开关信号Ton设置为低电平，cc_start设置为低电平；等待， 直到双向计数器模块给出开关周期结束信号cc_sign_off为高电平，恒流控制状态下该开 关周期结束，Ton设置为高电平，cc_start设置为高电平，并将计数器count清零。

上述，计数器count的参考比较值10、30、150、299可以根据实际情况情况进行调节， 其中10表示，前沿消隐所需的最短时间，30表示数字控制器在启动工作状态开关信号 Ton最大允许导通时间，150表示恒流控制工作状态下开关信号Ton最大允许导通时间， 299表示启动工作状态开关信号Ton的时钟周期。

图4中，各个模块间的信号相互控制，相互调节来达到数字恒流的效果。当整个反激 式变换器上电后，Vin上会有一个高电平产生，将Vin信号作为整个数字控制器的启动信 号，启动整个数字控制器。当数字控制器启动之后，原边峰值电流阈值设置模块开始工作 在启动工作状态，并通过图4中信号4011给出sign_start，控制整个数字控制器。原边峰 值电流阈值设置模块将原边峰值电流的参考阈值Ip,ref(n)传递给开关信号控制模块，同时， 开关信号控制模块也传递开关管占空比控制信号Ton信号给原边峰值电流阈值设置模块， 让该模块在一个开关周期内原边峰值电流的阈值只变换一次。当sign_start信号变为高电 平后，数字控制器由启动工作状态转换为恒流控制状态。原边峰值电流阈值设置模块将原 边峰值电流的参考阈值Ip,ref(n)传递给开关信号控制模块(如信号线4010所示)，开关信 号控制模块也传递Ton信号给原边峰值电流阈值设置模块(如信号线405所示)，让该模 块在一个开关周期内原边峰值电流的阈值只变换一次；辅助绕组输出电压采样模块，利用 开关信号控制模块传递的Ton(4012)信号，对图12所示Vsamp信号进行采样，得到A、 B、C三个控制信号给双向计数器进行控制，如信号线403所示；同时，辅助绕组输出电 压采样模块利用开关信号控制模块处的count信号，计算得Td，并传递给(去磁时间) 补偿模块一个C控制信号和去磁时间Td_n，如信号线404所示。去磁时间补偿模块通过 查找表的方式给双向计数器去磁时间的补偿量ΔTs(n)，如信号线406所示。双向计数器， 通过A、B、C三个控制信号，控制双向计数器的加减，同时结合开关信号控制模块给的 计数值count(信号线409)判断给出sign_cc_off信号给开关信号控制模块，如信号线409 所示，控制开关周期的结束。当数字控制器工作在恒流控制状态下，原边峰值电流补偿模 块开始启动工作，通过对输入原边电流的采样信号Isamp(信号线402)和开关周期提供 的count信号(信号线406)来计算并获得原边峰值电流阈值的补偿量ΔIp,pk，并将该补 偿量传递给原边峰值电流阈值设置模块，如信号线408所示。无论数字控制器工作在启动 工作状态还是恒流控制状态，开关信号控制模块都将给开关管一个控制信号Ton，如信号 线407所示。

图12为该数字控制器的主要关键波形图。开关管导通的时候，开关周期计数器(count) 持续计数工作，同时双向计数器(b_count)从一个计数初值Dpre(n)加计数，原边电流(Ip) 逐渐上升。此时，状态机工作在S1状态。当原边电流达到原边峰值电流参考阈值模块 (Ip,ref(n))，开关控制信号Ton高电平变为低电平，状态机由S1状态转换到S2状态，同 时双向计数器b_count由原来的加计数变为减计数，此时变压器副边电流(Is)成线性下降。 辅助绕组采样点电压Vaux通过零电压比较，可以得到Vsamp信号，通过辅助绕组输出电 压采样状态机，可以得到去磁时间Td_n。当状态机采样到的去磁时间结束后状态机进入 S3状态，双向计数器，由减计数变为加计数，直到双向计数器，再一次计数到初始计数 值，该开关周期结束，进入下一个开关周期，计数器count清零重新计数。通过每个开关 周期s2状态的开始时刻计数器的值Td_1和S3状态开始时刻Td_2，可以计算出去磁时间 Td_n，如公式(2)所示。

同时，由于膝点和C点之间存在四分之一准谐振周期的延时，需要采用去磁时间补 偿电路，对开关周期进行补偿。由于系统内存在的延迟影响，需要原边峰值电流补偿电路 对原边峰值电流进行补偿，使变换器可以输出高精度的电流。

上述所讲的各个模块都可以通过硬件描述语言Verilog HDL，描述可以实现。

图13为Matlab和Modelsim的联合仿真效果图。图中波形从上到下依次为输出电流 Io，辅助绕组采样点电压Vaux，比较模块输出信号Vsamp，开关管占空比控制信号Ton。 输出电流恒定在2A。