输入串联输出并联的DC/DC变换器的电流差控制方法

摘要

为了解决现有技术中的问题，本发明提出了一种输入串联输出并联的DC/DC变换器的电流差控制方法，该方法采用主-从结构最小化系统环路总数，主模块只有一个电压环控制输出电压，主模块的输出电流作为从模块输出电流环的基准，电压环与输出电流环是并联关系，在设计时可分别独立设计控制参数，互不影响；通过控制输出电流相等同时达到输入端均压的效果，由于是采用输出电流，省去了常规的输入均压环，简化了遥测电路的复杂性；各个模块输出电流环的参考电流由同一个主模块给出，避免了所有采样电流运算作和的步骤。该方法电路简单易于实现，能实现精确均压均流，在系统需要扩展及冗余备份时，能够改进为自动主-从模式，防止主模块失效，系统瘫痪的可能。

说明书

技术领域

本发明涉及DC/DC变换器电流差控制，尤其涉及一种输入串联输出并 联的DC/DC变换器的电流差控制方法。

背景技术

对于输入串联输出并联连接(ISOP)的方式，为达到系统均压均流目 的，现有的控制方法主要有：同占空比控制方法，即所有子变换器共用一 个输出电压环控制，占空比均相同；三环控制方法，包括输入均压环、输 出电流环、输出电压环；交叉控制法，包括输出电压环、输出电流环，将 构成系统的两个子变换器的占空比互换运行；上翘控制法，控制每一个子 变换器的输出电压与输入电压有正比关系，这样无需其他均压均流控制， 直接将各个子变换器输入端串联输出端并联连接即可基本均压均流。

总结现有的几种典型控制方式的特点，同占空比控制结构最为简单， 系统只有一个环路，但是会因为各个子变换器的参数不同而造成均压均流 精度不好，并且参数差异越大时精度越差。三环控制方法由于加入的输入 均压环，所以能够精确控制每个子变换器的输入电压和输出电流相等，但 是需要隔离检测输入端电压，并且每个子变换器包含3个环路，使系统结 构过于复杂不易实现；交叉控制方法从输出端控制负载电流相等，虽然省 去了隔离检测输入电压的电路，但是当构成系统的子模块数目较多时，系 统整体复杂程度大大提高，仍然不易实现；对于上翘控制方法，模块化程 度最高，因为各个子变换器之间没有相互连线，并且每个变换器都能够独 立工作，但是这种方法的均压均流精度与输出特性均不够理想。

发明内容

为了解决现有技术中的问题，本发明提出了一种输入串联输出并联的 DC/DC变换器的电流差控制方法，该方法采用主-从结构最小化系统环路总 数，主模块只有一个电压环控制输出电压，主模块的输出电流作为从模块 输出电流环的基准，电压环与输出电流环是并联关系，在设计时可分别独 立设计控制参数，互不影响；通过控制输出电流相等同时达到输入端均压 的效果，由于采用输出电流，省去了常规的输入均压环，简化了遥测电路 的复杂性；各个模块输出电流环的参考电流由同一个主模块给出，避免了 所有采样电流运算作和的步骤。

本发明通过以下技术方案实现：

一种输入串联输出并联(ISOP)的DC/DC变换器的电流差控制方法， 所述输入串联输出并联ISOP的DC/DC变换器包括N个变换器、一个输出 电压环、N-1个输出电流环；所述方法包括：将第N个变换器设置为主模 块，其他的N-1个变换器都是从模块，且所述N-1个变换器各有一个输出 电流环，所述N-1个变换器的输出电流环的参考电流都由主模块给出；所 述主模块的占空比只由所述输出电压环产生，所述从模块的占空比由输出 电压环和所述从模块对应的输出电流环的补偿电压取和产生。

作为本发明的进一步改进，所述N为大于或等于2的自然数。

作为本发明的进一步改进，所述N-1个从模块的输出电流是正反馈运 行。

作为本发明的进一步改进，所述DC/DC变换器为隔离型变换器。

另一方面，本发明还提供了一种输入串联输出并联(ISOP)的DC/DC 变换器的电流差控制方法，所述输入串联输出并联ISOP的DC/DC变换器 包括N个变换器、N个输出电压环、N个输出电流环；所述方法包括：每 个变换器对应一个输出电压环，所述N个输出电压环的补偿器输出端都通 过一个二极管相连，稳定运行时，所述N个输出电压环中补偿电压最高的 那个作为所有变换器的输出电压环补偿电压；输出电流环的基准也通过二 极管与所述输出电流环的输入端相连，最大的采样电流值作为系统的电流 基准，所述主模块和从模块的占空比均由最高的电压环补偿电压和对应的 输出电流环的补偿电压取和产生。

附图说明

图1是本发明的两个正激变换器ISOP连接的DC/DC变换器电流差控 制方法原理图；

图2是输出电压环、输出电流环的补偿电压波形示意图；

图3是N个变换器ISOP连接构成的系统采用本发明的电流差控制方法 的控制框图；

图4是自动主-从控制策略原理图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图 及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体 实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

本发明提出的控制方法的基本结构是主-从结构，控制各个变换器的输 出负载电流相等，根据功率平衡守则，输入端电压也相应相等。采用两个 正激电路ISOP连接作为例子，分析本发明的电流差控制方法的工作原理。

如附图1所示，两个正激变换器(以下简称变换器1和变换器2)，其 中变换器2是主模块，其占空比d₂只由输出电压环产生，变换器1的占空 比d₁由输出电压环和输出电流环的补偿电压取和产生。其中输出电压环控 制系统的输出电压，输出电流环控制两个模块的平均运行。输出电流环不 是由两个模块的平均电流作为参考电流，而是变换器2的输出电流作为输 出电流环的参考电流，并且变换器1的电流是正反馈运行。假设两个模块 各参数相等(变换器参数也可以不相等)，并且运行于稳态条件下，当变换 器1的输入电压受到扰动上升时，v_in1升高，变换器1的输出电流i_o1升高， 由于变换器1的输出电流是正反馈，令输出电流环输出的补偿电压是正值， d₁增大，则i₁增加，电容C_d1的电流减小，v_in1减小，系统又回到平衡状态。 稳态时，本发明的电流差控制方法能够另两个模块的输出电流精确相等 i_o1＝i_o2，由功率平衡原理，在两个模块效率基本相等的情况下，各自的输入 电压也基本相等。

附图2给出在系统运行时，两个环路的补偿电压的波形示意图，在t₁时 刻之前两个模块平均运行v_ci的值为0，到t₁时刻，变换器1的输入电压v_in1受 扰动上升，i_o1上升，令v_ci是一个正值，该值叠加到V_c上使变换器1的占空比 增大，v_in1下降回到平衡状态，t₂时刻绕动消失。t₃时刻v_in2受扰动电压上升， i_o2电流上升，使v_ci是一个负值，该值叠加到V_c使变换器1的占空比减小，v_in1的值升高，v_in2的值下降回到平衡状态，t₄时刻扰动消失。

本发明提出的电流差控制方法，在N个Buck推导型隔离拓扑中应用的 控制框图如附图3所示，其中第N个变换器作为主模块，只有一个共用的 输出电压环，其他的N-1个变换器都是从模块，且这N-1个变换器各有一 个输出电流环，从模块的输出电流环的参考电流都是由主模块给出的。

为了提高整个系统的可靠性，附图4给出了改进的自动主-从电流差控 制方法原理图，每个模块完全相同，具有两个控制环，所有模块的电压环 补偿器输出端通过二极管相连，稳定运行时，最高的电压环补偿电压作为 所有模块的电压环补偿电压，输出电流环的基准也通过二极管相连，最大 的采样电流值作为整体的电流基准，例如模块1的电流i_o1最大，i_o1为所有输 出电流环的基准，所述主模块和从模块的占空比均由最高的电压环补偿电 压和对应的输出电流环的补偿电压取和产生。

本发明提出的方法采用主-从结构最小化系统环路总数，主模块只有一 个电压环控制输出电压，主模块的输出电流作为从模块输出电流环的基准， 电压环与电流环是并联关系，在设计时可分别独立设计控制参数，互不影 响；通过控制输出电流相等同时达到输入端均压的效果，由于是采样输出 电流，省去了常规的输入均压环，简化了遥测电路的复杂性；各个模块输 出电流环的参考电流由同一个主模块给出，避免了所有采样电流运算作和 求平均的步骤。本发明提出的电流差控制方法电路简单易于实现，能实现 精确均压均流，在系统需要扩展及冗余备份时，能够改进为自动主-从模式， 防止主模块失效，系统瘫痪的可能。

本发明可应用在通信、医疗、航天器电源等系统中，作为工作于连续 条件下的Buck推导型隔离拓扑输入端串联连接输出端并联连接的均压、均 流的控制方法，能够保证组成后的系统中各个子变换器之间平均分配输入 电压与输出电流。

以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说 明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术 领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若 干简单推演或替换，都应当视为属于本发明的保护范围。