一种MMC型高压直流输电HVDC直流侧供电系统

摘要

本发明公开了一种MMC型高压直流输电HVDC直流侧供电系统，包括2组分别连接在高压三相线两端的HVDC模块，且2组HVDC模块之间还并联有2个电容C1，每组HVDC模块均包括3个link模块串，每组link模块串包括依次串联连接的2个link模块，2个link模块之间还依次串联接入2个电感Ls，设2个电感Ls之间有结点，所有link模块非连接电感Ls的一端均连接至一起，每个HVDC模块中的3个结点依次顺序连接至高压三相线上，本发明解决了现有技术中存在的MMC型HVDC在实现模块单元的N+2冗余运行时因高阻抗变压器受价格和体积限制不易设计而出现的模块单元不易供电的问题。

说明书

技术领域

本发明属于电能质量控制技术领域，具体涉及一种MMC型高压直流输 电HVDC直流侧供电系统。

背景技术

随着MMC型高压直流输电(HVDC)接入的电网电压不断提高，模块 单元的低成本、高可靠性供电电源成为设计MMC模块单元的一个很大挑战。 利用开关电源从模块单元直流电容上直接获取能量可以降低对开关电源承 受电压能力的要求，从而降低供电电源的体积和成本。

现有MMC型HVDC的模块单元供电技术主要分为：低压交流供电和高 压直流供电。低压交流供电技术从低压侧通过高阻抗变压器处于高压侧的模 块单元供电，但是，高阻抗变压器的体积大、价格高，当接入电压大于30kV 时，体积和价格都超出工程可应用的范围；高压直流供电技术采用DC/DC 开关电源通过模块单元的直流电容向模块单元控制系统供电，但是，这种单 个模块电容供电的单电源供电方式在模块单元发生故障引起直流电压剧烈 波动时，会影响供电电源的正常供电，因此，不易实现模块单元的高可靠冗 余运行；通过数量为N的多个DC/DC开关电源使N个模块单元的直流电容 向一个模块单元同时供电，可实现模块单元的N-1冗余运行，但是，多个 DC/DC开关电源向单个模块供电时需要考虑多个DC/DC开关电源之间的输 入能量平均分配问题，不合理的设计会影响不同模块单元的直流电容电压的 一致性，从而影响传输电流的波形质量。

发明内容

本发明的目的是提供一种MMC型高压直流输电HVDC直流侧供电系 统，解决了现有技术中存在的MMC型HVDC在实现模块单元的N+2冗余 运行时因高阻抗变压器受价格和体积限制不易设计而出现的模块单元不易 供电的问题。

本发明所采用的技术方案是，一种MMC型高压直流输电HVDC直流侧 供电系统，包括2组分别连接在高压三相线两端的HVDC模块，且2组HVDC 模块之间还并联有2个电容C1，每组HVDC模块均包括3个link模块串， 每组link模块串包括依次串联连接的2个link模块，2个link模块之间还依 次串联接入2个电感Ls，设2个电感Ls之间有结点，所有link模块非连接 电感Ls的一端均连接至一起，每个HVDC模块中的3个结点依次顺序连接 至高压三相线上。

本发明的特点还在于，

每个link模块的具体结构为：包括MMC模块，MMC模块由若干MC 模块依次连接组成，每个MC模块包括两个连接在一起的相同的IGBT管A 和IGBT管B，IGBT管A的集电极和IGBT管B发射极之间还连接有直流 侧电容C，IGBT管A的发射极和IGBT管B的集电极连接后还连接至下一 级MC模块内的IGBT管A的发射极和IGBT管B的集电极之间，每个MC 模块均对应连接1个模块单元直流侧供电电源，每个模块单元直流侧供电电 源均连接有风扇至对应的MC模块旁。

MC模块的数量N、直流侧电容C的容值C、直流侧电容C的电压U_C具 体参数计算步骤如下：

步骤1、首先根据MMC型高压直流输电HVDC直流侧供电系统的系统线 电压U_ab和输送最大功率S_Lmax，确定HVDC模块的额定电流I_S，额定电流I_S的 选取依照公式为：

$I_s=\frac{S_{L\max }/3}{U_{ab}/\sqrt{3}}---\left(1\right)$

步骤2、根据步骤1得到的额定电流I_S，然后确定MMC型高压直流输电 HVDC直流侧供电系统中连接的电感L_S的电感值L_S和电容C₁的容值C₁，具体 公式如下：

$L_s=\frac{U_{ab}/\sqrt{3}}{I_s}*\frac{0.1}{2\pi f}---\left(2\right)$

式(2)中，f为电网频率，f＝50Hz，

$C_1=\frac{I_s}{U_{ab}/\sqrt{3}}*\frac{1}{2\pi f}*\frac{1}{0.1}---\left(3\right)$

同时根据本系统中的确定的额定电流I_S的值选取IGBT管的型号，IGBT 管型号满足以下条件：IGBT管的电流I_IGBT大于额定电流I_S，IGBT管的电压 V_IGBT取值为1200V、1700V、3300V，表达式为：

I_IGBT＞I_s        (4)

V_IGBT∈{1200，1700，3300}     (5)

步骤3、根据步骤2确定的IGBT管的型号，确定MC模块的数量N、直流 侧电容C的容值C、直流侧电容C的电压U_C，具体公式如下：

$N=\mathrm{int}\left(\frac{\sqrt{2}{U}_{ab}/\sqrt{3}}{V_{IGBT}}*2.35\right)+1---\left(6\right)$

$C=\frac{{\mathrm{NI}}_s}{U_{ab}/\sqrt{3}}*\frac{1}{2\pi f}*\frac{1}{0.1}---\left(7\right)$

$U_C=\frac{\sqrt{2}{U}_{ab}/\sqrt{3}}{N}*1.1---\left(8\right)$

模块单元直流侧供电电源具体结构为：包括3级依次连接的固定占空比 DC/DC模块，每级固定占空比DC/DC模块的正输出端均连接二极管D1后 连接至结点B，每级固定占空比DC/DC模块的负输出端均连接至结点C， 结点B和结点C连接至直流母线上，结点B和结点C之间的直流母线上还 连接有电容C2，电容C2的两端连接至传统DC/DC模块。

模块单元直流侧供电电源的设计功率P_K的计算步骤具体如下：

步骤a、根据步骤2中确定的IGBT管型号，确定IGBT管的参数：E_on， E_off，E_d，V_ce，f_sw，I_nom，V_f和工作状态d，然后依据确定的IGBT管的参 数和工作状态d计算IGBT管总损耗P_IGBT和MC模块的损耗P_H，具体如下：

IGBT管的开关损耗为：

P_sw＝f_sw×(E_on+E_off)×I_s/I_nom    (9)

IGBT管的导通损耗为：

P_conG＝V_ce×I_s×d     (10)

IGBT管内部反并联二极管的开关损耗为：

P_d＝f_sw×E_d×I_s/I_nom       (11)

IGBT管内部反并联二极管的导通损耗为：

P_cond＝V_f×I_s×(1-d)      (12)

IGBT管的总损耗P_IGBT为：

P_IGBT＝P_sw+P_conG+P_d+P_cond    (13)

MC模块的混合损耗为：

P_h＝2×(P_sw+P_d)        (14)

MC模块的总损耗为：

P_H＝2×P_IGBT     (15)

步骤b、根据步骤a中MC模块的总损耗P_H和风扇的能效比计算MC 模块旁的风扇的实际功耗P_F，具体如下：

$P_F=P_H/\partial ---\left(16\right)$

步骤c、根据MC模块的总损耗P_H和风扇的实际功耗P_F，以及系统中其 它损耗P_other，计算模块单元直流侧供电电源的设计功率P_K，具体如下：

P_K＝P_F+P_other        (17)

步骤d：根据模块单元直流侧供电电源的设计功率P_K和MC模块的混合 损耗P_h，判断模块单元直流侧供电电源的电压调整能力是否满足要求，具体 如下：

如果P_K＞＝P_h，则说明模块单元直流侧供电电源满足电压调整的要求，P_K保持不变；

如果P_K＜P_h，则说明模块单元直流侧供电电源不能满足电压调整的要求， 此时令P_K＝P_h，使模块单元直流侧供电电源满足电压调整的要求。

步骤a中IGBT管的工作状态d＝0.8。

步骤b中风扇的能效比

步骤c中系统的其它损耗P_other＝20W～50W。

每级固定占空比DC/DC模块的具体结构为：包括依次连接的变压器T 和mos管，变压器T的次级线圈两端分别连接二极管D2、二极管D3后连 接至结点D，变压器T的负输出端与结点D之间连接有电容C3，电容C3 的正电压端连接至所述二极管D1，电容C3的负电压端连接至所述结点C， 模块单元直流侧供电电源内的第二级固定占空比DC/DC模块的输入端与和 模块单元直流侧供电电源对应连接的MC模块的直流侧电容C的两端连接， 模块单元直流侧供电电源内的第一个级固定占空比DC/DC模块的输入端与 所述模块单元直流侧供电电源对应连接的MC模块的上一级MC模块的直流 侧电容C的两端连接，所述模块单元直流侧供电电源内的第三级固定占空比 DC/DC模块的输入端与所述模块单元直流侧供电电源对应连接的MC模块 的下一级MC模块的直流侧电容C的两端连接。

模块单元直流侧供电电源的内部参数具体计算如下：

第一级固定占空比DC/DC模块的输出电压U1_dc＝200V、功率P1_dc＝P_K、 变压器变比${\lambda }_{T1}=\frac{U_C}{U{1}_{dc}},$

二极管D1的电压U_D＝250V、电流中间直流母线电容C2的 电压U_C2＝U1_dc、容量C_C2＝100uF，

传统DC/DC模块输出电压U2_dc＝15V、功率P2_dc＝P_K、变压器变比 ${\lambda }_{T2}=\frac{U_{C2}}{U{2}_{dc}}.$

本发明的有益效果是，一种MMC型高压直流输电HVDC直流侧供电 系统，利用具有维持模块单元电容电压平衡功能的直流供电电源，实现了从 三个相连的模块单元中电容电压最高的模块单元向模块单元控制电路提供 能量的目的，模块单元供电电源仅与自身及相连的三个模块单元的直流电容 相连接，并且通过二极管选择电路仅从电容电压最高的模块单元获取能量， 降低了供电电源对其内部变压器电压绝缘的要求，同时模块单元不再需要硬 件或软件方式的电容电压平衡控制措施。

附图说明

图1是本发明一种MMC型高压直流输电HVDC直流侧供电系统的结 构示意图；

图2是本发明一种MMC型高压直流输电HVDC直流侧供电系统中的 link模块结构示意图；

图3是本发明一种MMC型高压直流输电HVDC直流侧供电系统中的 模块单元直流侧供电电源的结构示意图；

图4是本发明一种MMC型高压直流输电HVDC直流侧供电系统中的 固定占空比DC/DC变换器的结构示意图。

图中，1.link模块，2.MMC模块，3.模块单元直流侧供电电源，4.固 定占空比DC/DC模块，5.直流母线，6.传统DC/DC模块，7.MC模块，8. HVDC模块，9.link模块串，10.风扇，11.mos管。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施方式对本发明进行详细说明。

本发明一种MMC型高压直流输电HVDC直流侧供电系统，结构示意图 如图1所示，包括2组分别连接在高压三相线两端的HVDC模块8，且2组 HVDC模块8之间还并联有2个电容C1，每组HVDC模块8均包括3个link 模块串9，每组link模块串9包括依次串联连接的2个link模块1，2个link 模块1之间还依次串联接入2个电感Ls，设2个电感Ls之间有结点A，所 有link模块1非连接电感Ls的一端均连接至一起，每个HVDC模块8中的 3个结点A依次顺序连接至高压三相线上。

如图2所示，每个link模块1的具体结构为：包括MMC模块2，MMC 模块2由若干MC模块7依次连接组成，每个MC模块7包括两个连接在一 起的相同的IGBT管A和IGBT管B，IGBT管A的集电极和IGBT管B发 射极之间还连接有直流侧电容C，IGBT管A的发射极和IGBT管B的集电 极连接后还连接至下一级所述MC模块7内的IGBT管A的发射极和IGBT 管B的集电极之间，，每个MC模块7均对应连接1个模块单元直流侧供电 电源(3)，每个模块单元直流侧供电电源3均连接有风扇10至对应的MC 模块7旁。

如图3所示，模块单元直流侧供电电源3具体结构为：包括3级依次连 接的固定占空比DC/DC模块4，每级固定占空比DC/DC模块4的正输出端 均连接二极管D1后连接至结点B，每级固定占空比DC/DC模块4的负输出 端均连接至结点C，结点B和结点C连接至直流母线5上，结点B和结点C 之间的直流母线5上还连接有电容C2，电容C2的两端连接至传统DC/DC 模块6。

如图4所示，每级固定占空比DC/DC模块4的具体结构为：包括依次 连接的变压器T和mos管11，变压器T的次级线圈两端分别连接二极管D2、 二极管D3后连接至结点D，变压器T的负输出端与结点D之间连接有电容 C3，电容C3的正电压端连接至所述二极管D1，电容C3的负电压端连接至 结点C，模块单元直流侧供电电源3内的第二级固定占空比DC/DC模块4 的输入端与和模块单元直流侧供电电源3对应连接的MC模块7的直流侧电 容C的两端连接，所述模块单元直流侧供电电源3内的第一个级固定占空比 DC/DC模块4的输入端与所述模块单元直流侧供电电源3对应连接的MC 模块7的上一级MC模块7的直流侧电容C的两端连接，所述模块单元直流 侧供电电源3内的第三级固定占空比DC/DC模块4的输入端与所述模块单 元直流侧供电电源3对应连接的MC模块7的下一级MC模块7的直流侧电 容C的两端连接。

MMC型高压直流输电HVDC直流侧供电系统的相关参数的计算如下：

步骤1、首先根据MMC型高压直流输电HVDC直流侧供电系统的系统线 电压U_ab和输送最大功率S_Lmax，确定HVDC模块8的额定电流I_S，额定电流I_S的选取依照公式为：

$I_s=\frac{S_{L\max }/3}{U_{ab}/\sqrt{3}}---\left(1\right)$

步骤2、根据步骤1得到的额定电流I_S，然后确定MMC型高压直流输电 HVDC直流侧供电系统中连接的电感L_S的电感值L_S和电容C₁的容值C₁，具体 公式如下：

$L_s=\frac{U_{ab}/\sqrt{3}}{I_s}*\frac{0.1}{2\pi f}---\left(2\right)$

式(2)中，f为电网频率，f＝50Hz，

$C_1=\frac{I_s}{U_{ab}/\sqrt{3}}*\frac{1}{2\pi f}*\frac{1}{0.1}---\left(3\right)$

同时根据本系统中的确定的额定电流I_S的值选取IGBT管的型号，IGBT 管型号满足以下条件：IGBT管的电流I_IGBT大于额定电流I_S，IGBT管的电压 V_IGBT取值为1200V、1700V、3300V，表达式为：

I_IGBT＞I_s      (4)

V_IGBT∈{1200，1700，3300}       (5)

步骤3、根据步骤2确定的IGBT管的型号，确定MC模块7的数量N、直流 侧电容C的容值C、直流侧电容C的电压U_C，具体公式如下：

$N=\mathrm{int}\left(\frac{\sqrt{2}{U}_{ab}/\sqrt{3}}{V_{IGBT}}*2.35\right)+1---\left(6\right)$

$C=\frac{{\mathrm{NI}}_s}{U_{ab}/\sqrt{3}}*\frac{1}{2\pi f}*\frac{1}{0.1}---\left(7\right)$

$U_C=\frac{\sqrt{2}{U}_{ab}/\sqrt{3}}{N}*1.1---\left(8\right)$

步骤4：根据步骤2中确定的IGBT管型号，确定IGBT管的参数：E_on， E_off，E_d，V_ce，f_sw，I_nom，V_f和工作状态d，IGBT管的工作状态d＝0.8，然 后依据确定的IGBT管的参数和工作状态d计算IGBT管总损耗P_IGBT和MC 模块7的损耗P_H，具体如下：

IGBT管的开关损耗为：

P_sw＝f_sw×(E_on+E_off)×I_s/I_nom    (9)

IGBT管的导通损耗为：

P_conG＝V_ce×I_s×d     (10)

IGBT管内部反并联二极管的开关损耗为：

P_d＝f_sw×E_d×I_s/I_nom      (11)

IGBT管内部反并联二极管的导通损耗为：

P_cond＝V_f×I_s×(1-d)   (12)

IGBT管的总损耗P_IGBT为：

P_IGBT＝P_sw+P_conG+P_d+P_cond      (13)

MC模块7的混合损耗为：

P_h＝2×(P_sw+P_d)      (14)

MC模块7的总损耗为：

P_H＝2×P_IGBT     (15)

步骤5：根据MC模块7的总损耗P_H和所述风扇10的能效比风扇10 的能效比计算MC模块7旁的风扇10的实际功耗P_F，具体如下：

$P_F=P_H/\partial ---\left(16\right)$

步骤6：根据MC模块7的总损耗P_H和风扇10的实际功耗P_F，以及系 统中其它损耗P_other，其它损耗P_other＝20W～50W，计算模块单元直流侧供电

电源3的设计功率P_K，具体如下：

P_K＝P_F+P_other        (17)

步骤7：根据模块单元直流侧供电电源3的设计功率P_K和MC模块7的 混合损耗P_h，判断模块单元直流侧供电电源3的电压调整能力是否满足要求， 具体如下：

如果P_K＞＝P_h，则说明模块单元直流侧供电电源3满足电压调整的要求， P_K保持不变；

如果P_K＜P_h，则说明模块单元直流侧供电电源3不能满足电压调整的要 求，此时令P_K＝P_h，使模块单元直流侧供电电源3满足电压调整的要求；

步骤8：根据步骤7中确定的模块单元直流侧供电电源3的设计功率P_K， 确定模块单元直流侧供电电源3的内部参数，具体如下：

第一级固定占空比DC/DC模块4的输出电压U1_dc＝200V、功率P1_dc＝P_K、 变压器变比${\lambda }_{T1}=\frac{U_C}{U{1}_{dc}},$

二极管D1的电压U_D＝250V、电流中间直流母线电容C2的 电压U_C2＝U1_dc、容量C_C2＝100uF，

传统DC/DC模块6的输出电压U2_dc＝15V、功率P2_dc＝P_K、变压器变比 ${\lambda }_{T2}=\frac{U_{C2}}{U{2}_{dc}};$

步骤9：当步骤8完成后，即实现了MMC型高压直流输电HVDC直流 侧供电。

本发明克服了传统利用多个模块单元直流电容向一个模块单元供电的 模块单元设计方法的缺点，利用具有固定电压传输比的DC/DC供电电源， 使供电电源第一级输出电压与模块单元直流电压成比例，并通过二极管电压 选择电路，使电容电压最高的模块单元总处于向模块单元供电电源提供能量 的状态，从而降低该模块单元的电容电压，通过降低电压最高的模块单元的 电压，最终在稳态情况下，使模块单元电容电压的差异为零，从而实现模块 单元的电容电压平衡控制。

实施例

MMC型高压直流输电HVDC直流侧供电系统的相关参数的计算如下：

步骤1、首先根据MMC型高压直流输电HVDC直流侧供电系统的系统线 电压U_ab＝10kV和输送最大功率S_Lmax＝10MVA，确定HVDC模块8的额定电流 I_S，额定电流I_S的选取依照公式为：

$I_s=\frac{S_{L\max }/3}{U_{ab}/\sqrt{3}}=577A---\left(1\right)$

步骤2、根据步骤1得到的额定电流I_S＝577A，然后确定MMC型高压直流 输电HVDC直流侧供电系统中连接的电感L_S的电感值L_S和电容C₁的容值C₁， 具体公式如下：

$L_s=\frac{U_{ab}/\sqrt{3}}{I_s}*\frac{0.1}{2\pi f}=3mH---\left(2\right)$

式(2)中，f为电网频率，f＝50Hz，

$C_1=\frac{I_s}{U_{ab}/\sqrt{3}}*\frac{1}{2\pi f}*\frac{1}{0.1}=500uF---\left(3\right)$

同时根据本系统中的确定的额定电流I_S的值选取IGBT管的型号，IGBT 管型号满足以下条件：IGBT管的电流I_IGBT＝600A，IGBT管的电压 V_IGBT＝1700V，选定IGBT的型号为SEMiX854GB176HDs；

步骤3、根据步骤2确定的IGBT管的型号，确定MC模块7的数量N、直流 侧电容C的容值C、直流侧电容C的电压U_C，具体公式如下：

$N=\mathrm{int}\left(\frac{\sqrt{2}{U}_{ab}/\sqrt{3}}{V_{IGBT}}*2.35\right)+1=12---\left(6\right)$

$C=\frac{{\mathrm{NI}}_s}{U_{ab}/\sqrt{3}}*\frac{1}{2\pi f}*\frac{1}{0.1}=5000uF---\left(7\right)$

$U_C=\frac{\sqrt{2}{U}_{ab}/\sqrt{3}}{N}*1.1=770V---\left(8\right)$

步骤4：根据步骤2中确定的IGBT管型号，通过从手册查找可知IGBT 管的参数具体值：E_on＝0.3J，E_off＝0.25J，E_d＝0.17J，V_ce＝1.3V，f_sw＝500Hz， I_nom＝288A，V_f＝1.5V和工作状态d，IGBT管的工作状态d＝0.8，然后依据 确定的IGBT管的参数和工作状态d计算IGBT管总损耗P_IGBT和MC模块7 的损耗P_H，具体如下：

IGBT管的开关损耗为：

P_sw＝f_sw×(E_on+E_off)×I_s/I_nom＝30W     (9)

IGBT管的导通损耗为：

P_conG＝V_ce×I_s×d＝299W      (10)

IGBT管内部反并联二极管的开关损耗为：

P_d＝f_sw×E_d×I_s/I_nom＝9W     (11)

IGBT管内部反并联二极管的导通损耗为：

P_cond＝V_f×I_s×(1-d)＝87W      (12)

IGBT管的总损耗P_IGBT为：

P_IGBT＝P_sw+P_conG+P_d+P_cond     (13)

MC模块7的混合损耗为：

P_h＝2×(P_sw+P_d)＝78W     (14)

MC模块7的总损耗为：

P_H＝2×P_IGBT＝850W         (15)

步骤5：根据MC模块7的总损耗P_H和所述风扇10的能效比风扇10 的能效比计算MC模块7旁的风扇10的实际功耗P_F，具体如下：

$P_F=P_H/\partial =340W---\left(16\right)$

步骤6：根据MC模块7的总损耗P_H和风扇10的实际功耗P_F，以及系 统中其它损耗P_。ther，其它损耗P_other＝10W，计算模块单元直流侧供电电源 3的设计功率P_K，具体如下：

P_K＝P_F+P_other＝350W           (17)

步骤7：根据模块单元直流侧供电电源3的设计功率P_K和MC模块7的 混合损耗P_h，此时的P_K＞P_h，则说明模块单元直流侧供电电源3满足电压调整 的要求，P_K保持350W不变；

步骤8：根据步骤7中确定的模块单元直流侧供电电源3的设计功率P_K＝ 350W，确定模块单元直流侧供电电源3的内部参数，具体如下：

第一级固定占空比DC/DC模块4的输出电压U1_dc＝200V、功率P1_dC＝P_K＝ 350W、变压器变比二极管D1的电压U_D＝250V、电流 中间直流母线电容C2的电压U_C2＝U1_dc＝200V、容量C_C2＝ 100uF，

传统DC/DC模块6的输出电压U2_dc＝15V、功率P2_dc＝P_K＝350W、变压 器变比${\lambda }_{T2}=\frac{U_{C2}}{U{2}_{dc}}=200/15;$

步骤9：当步骤8完成后，即实现了MMC型高压直流输电HVDC直流 侧供电。