一种基于波束运算和分组平均的LTE-A双码本预编码选择方法

摘要

本发明公开了一种基于波束运算和分组平均的LTE-A双码本预编码选择方法，针对LTE-A8天线空间复用模式中传输层数1～4所采用的双码本预编码，以互信息量最大化为准则，通过遍历波束向量和调相参数，并存储调相信道与波束的乘积，使得互信息的计算可以通过查表获得，解决了现有技术中选取预编码矩阵所存在的大量重复计算问题，该发明采用分组平均的思想，对整个带宽的子载波进行分组，利用每组信道的平均值计算互信息量，大幅减少所需计算的信道数。在不损失预编码性能的前提下，大幅减少了复数乘法、加法及矩阵逆运算的次数，降低了计算复杂度。

说明书

技术领域

本发明属于无线通信技术领域，涉及LTE-A 8天线空间复用双码本预编码选择算 法，尤其涉及一种基于波束运算和分组平均的LTE-A双码本预编码选择方法。

背景技术

3GPP LTE-A(LTE-Advanced)项目是LTE(Long Term Evolution)的演进，对应LTE  Release 10以及以后的版本。LTE-A中通过载波聚合技术，最大支持带宽100MHz，下行 峰值速率可到1Gbit/s，峰值频谱效率可达到30bit/s/Hz。

为达到峰值频谱效率，LTE-A下行支持多达8个发射天线进行数据传输，支持多达 8层的空间复用模式，并采用了双码本的预编码方案。对于层1和层2来说，码本1共 有16个矩阵，每个矩阵由4个波束向量组成，码本2由经过调角的选择向量组成，共 有16个矩阵，因此共有256个预编码矩阵。对于层3和层4来说，码本1共有4个矩 阵，每个矩阵由8个波束向量组成，码本2由经过调角的选择向量组成，层3有16个 矩阵，层4有8个矩阵，因此层3和层4分别有64和32个预编码矩阵。对于层5～8， 预编码的增益并不明显，因此PMI的比特数相应减少，5～7层时只有4个预编码矩阵， 而8层的预编码则是固定的。对于1～4层来说，双码本设计带来了巨大的码本量，提高 了码本选择的复杂度。

空间复用模式需要根据信道选择合适的预编码矩阵，使用互信息量最大化准则可以 很好的选择合适的预编码矩阵。

用I_k表示子载波k的互信息量，由下式表示，式中L表示传输层数：

$I_k=\underset{l=1}{\overset{L}{\Sigma }}{\log }_2(1+{\mathrm{SINR}}_{k,l})$

从码本中选择的预编码矩阵W需要使各个子载波互信息量之和最大化，这种方法需 要计算整个带宽所有子载波上的互信息量，因此称之为全带宽互信息量准则。

$W_j=\arg \underset{W_i\in W}{\max }\underset{k=1}{\overset{K}{\Sigma }}{I}_k\left(W_i\right)$

采用全带宽互信息量准则(Mutual Information Selection Criterion,MI-SC)选择预编 码矩阵的缺点在于计算复杂度非常高。其计算复杂度来源于两个方面：1)首先，为了 确定合适的预编码矩阵，需要遍历码本中每个预编码矩阵。8天线双码本设计中，可选 的预编码矩阵量较大，预编码矩阵量的增加将增大计算复杂度，对于1～4层，1和2层 的矩阵数为256个，3层、4层分别为64和32个。2)另一方面，其计算复杂度随着带 宽增大，子载波数目的增多而增大。LTE系统支持多种带宽配置(1.4MHz～20MHz)， 这意味着RB个数为1～100个，每个RB有12个子载波，则对于每一个预编码矩阵，需 要计算最少12次，最多1200次互信息量。

发明内容

发明目的：为了克服现有技术中存在的不足，本发明提供一种基于波束运算和分组 平均的LTE-A双码本预编码选择方法，达到既保持预编码效果的一致性的同时，又大 幅降低了计算复杂度的效果。

技术方案：为实现上述目的，本发明提供的基于波束运算和分组平均的LTE-A双 码本预编码选择方法，包括如下步骤：

(1)在频域中针对整个带宽上的任意信道，遍历寻找所有子载波所对应的信道频率 响应幅值中的所有极大、极小值，计算两相邻极大、极小值之间的差并取绝对值，记为 ΔH_i，并计算两相邻极大、极小值之间的子载波数Δk_i，i＝0,1,…,N-2，N为极值的个 数；

(2)根据每一个ΔH_i计算该信道下整个带宽所需的分组数M_i，M_i的表达式如下：

式中，K为整个带宽的子载波数，c为一个常数，表示取上整数；

(3)针对每个信道，遍历步骤(2)中所计算的所有分组数M_i，选取最大分组数 作为该信道的分组数，再选择整个带宽内所有信道下最大的分组数作为整个带宽的分组 数M；

(4)将整个带宽的所有子载波分成M组，前M-1组，每组包含子载波数第M组包含子载波数表示取下整数，并对每组内的信道矩阵 求平均值，称作平均信道矩阵H_j，j＝0,1,…,M-1；

(5)根据传输层数L，遍历每层分别对应的所有调相参数针对每个平均信道矩 阵H_j，将其按列平均分割为子信道矩阵和并计算各个调相参数下的调相信道

(6)根据传输层数L，遍历每层分别对应的所有波束向量b_q，计算每个调相信道和每个波束向量b_q的乘积并存储在查找表中；

(7)遍历波束向量b_q和调相参数利用所述查找表中所存储的调相信道和波束的 乘积计算各个平均信道H_j的互信息量I_j，并进行累加得到所有信道互信息量 之和；

(8)选择使得互信息量之和最大的波束向量和调相参数组合作为最终选择的预编 码矩阵。

其中，步骤(5)中所述调相信道的表达式如下：

式中，调相参数与传输层数有关，当传输层数为1或2时，调相参数的取值为 {1,-1,j,-j}；当传输层数为3时，调相参数的取值为{1,-1}；当传输层数为4时，调相 参数的取值为{1,-1,j,-j}。

其中，步骤(6)中传输层数为1～4时分别对应的波束向量b_q的表达式如下：

1层和2层：m＝0,1,2,3,n＝0,1,…,31，b_q∈B＝[b₀ b₁ … b₃₁]， 其中，b_i(i＝0,2,...,31)是一个4×1的列向量；

3层和4层：m＝0,1,2,3,n＝0,1,…,15，b_q∈B＝[b₀ b₁ … b₁₅]， 其中，b_i(i＝0,2,...,15)是一个4×1的列向量。

其中，步骤(7)中所述互信息量I_j的表达式为：

$I_j=\underset{l=1}{\overset{L}{\Sigma }}{\log }_2(1+{\mathrm{SINR}}_{j,l})$

第l层第j个信道上的信噪比SINR_j,l与信道估计方式有关，

对于MMSE检测：${\mathrm{SINR}}_{j,l}=\frac{1}{{\left[{(I_L+\frac{1}{{\sigma }_z^2}{W}^H{H}_j^H{H}_{j}W)}^{-1}\right]}_{l,l}}-1;$

对于ZF检测：${\mathrm{SINR}}_{j,l}=\frac{1}{{\sigma }_z^2{\left[{\left(W^H{H}_j^H{H}_{j}W\right)}^{-1}\right]}_{l,l}}-1$

式中，为噪声功率，W为预编码矩阵，I_L为L阶单位矩阵。

有益效果：本发明的预编码选择算法能应用于LTE-A 8天线空间复用的双码本预编 码选择，针对传输层为1～4层进行了优化，与原始的互信息量最大化准则选择预编码算 法相比，保持了预编码效果的一致性的同时，大幅降低了计算复杂度。

附图说明

图1为基于波束运算和分组平均的LTE-A双码本预编码选择方法的流程图；

图2为本发明中调相信道和波束乘积存储流程图；

图3为本发明在接收天线为4时，传输层1～4层计算互信息量所需的乘法次数；

图4为本发明在接收天线为4时，传输层1～4层计算互信息量所需的加法次数；

图5为本发明在接收天线为4时，传输层1～4层计算互信息量所需的矩阵逆次数；

图6为本发明在不同带宽配置和各信道下的分组数比较图。

具体实施方式

下面结合实施例对本发明作更进一步的说明。

图1中，针对LTE-A 8天线空间复用传输模式下传输层1～4层的双码本预编码，本 发明的基于波束运算和分组平均的LTE-A双码本预编码选择方法，应用于WLAN与LTE 的异构网融合的空中接口模型中，包括以下步骤：

(1)在频域中针对整个带宽上的任意信道，遍历寻找所有子载波所对应的信道频率 响应幅值中的所有极大、极小值(极大、极小值间隔出现)，计算两相邻极大、极小值 之间的差并取绝对值，记为ΔH_i，并计算两相邻极大、极小值之间的子载波数Δk_i， i＝0,1,…,N-2，N为极值的个数；

(2)根据每一个ΔH_i计算该信道下整个带宽所需的分组数M_i，其中K为整个带宽的子载波数，c为一个常数，本发明中取1.25，表示取上整数；

(3)遍历步骤(2)中所计算的所有分组数，选取最大分组数作为该信道的分组数， 再选择整个带宽内所有信道下最大的分组数作为整个带宽的分组数M；

(4)将整个带宽的所有子载波分成M组，前M-1组，每组包含子载波数第M组包含子载波数表示取下整数，并对每组内的信道矩阵 求平均值，称作平均信道矩阵H_j，j＝0,1,…,M-1；

(5)根据传输层数L，遍历每层分别对应的所有调相参数针对每个平均信道矩 阵H_j计算各个调相参数下的调相信道

(6)根据传输层数L，遍历每层分别对应的所有波束向量b_q，计算每个调相信道和每个波束向量b_q的乘积并存储在查找表中；

(7)遍历波束向量b_q和调相参数计算各个平均信道H_j的互信息量 计算过程中所需调相信道和波束的乘积可以通过查表 获得，并计算所有信道互信息量之和；

(8)选择使得所述所有信道互信息量之和最大的波束向量和调相参数组合作为最 终选择的预编码矩阵。

基于波束的所有信道互信息量计算过程分为2步：

(1)计算调相信道和波束的乘积，存入查找表中，过程如图2所示：

对于第任意j组信道矩阵H_j，先按列分割成2个大小为N_R×4的信道子矩阵和

然后，遍历该层对应的所有调相参数，对每一个调相参数，计算调相信道

式中，和为平均信道矩阵H_j按列平均分割后2个同为4列的信道矩阵，1 到4层所需计算的调相参数分别为：

接着，遍历该层对应的所有波束向量b_q，计算每个调相信道与波束b_q的乘积 存入查找表中。

传输层数为1～4时所需计算的波束向量b_q分别从相应的波束向量矩阵B中选取：

1层和2层：m＝0,1,2,3,n＝0,1,…,31，b_q∈B＝[b₀ b₁ … b₃₁]； 其中，b_i(i＝0,1,...,31)是一个4×1的列向量。

3层和4层：m＝0,1,2,3,n＝0,1,…,15，b_q∈B＝[b₀ b₁ … b₁₅]其 中，b_i(i＝0,1,...,15)是一个4×1的列向量。

(2)遍历调相参数和波束b_q，通过查表计算互信息量。计算互信息量的表达式为：

$I_j=\underset{l=1}{\overset{L}{\Sigma }}{\log }_2(1+{\mathrm{SINR}}_{j,l})$

针对不同的检测方式，信噪比SINR_j,l的计算公式不同，

对于MMSE检测：${\mathrm{SINR}}_{j,l}=\frac{1}{{\left[{(I_L+\frac{1}{{\sigma }_z^2}{W}^H{H}_j^H{H}_{j}W)}^{-1}\right]}_{l,l}}-1;$

对于ZF检测：${\mathrm{SINR}}_{j,l}=\frac{1}{{\sigma }_z^2{\left[{\left(W^H{H}_j^H{H}_{j}W\right)}^{-1}\right]}_{l,l}}-1$

其中，为噪声功率，W为预编码矩阵，I_L为L阶单位矩阵。

预编码矩阵W根据自适应预编码技术，针对交叉极化8天线采用双码本设计，用波 束向量b_q和调相参数表示为：

层1：q＝{0,1,…,31}

层2：

对于选定波束向量b_q1，q₁＝{0,1,…,31}：

如果其下标值q₁为偶数，则b_q2可以选q₁、q₁+1、q₁+3，3种向量；

如果其下标值q₁为奇数，则b_q2可以选q₁、q₁+1、q₁+2，3种向量。

层3：$W=\left(\begin{array}{c}\frac{1}{\sqrt{2}}\left(\begin{array}{ccc}{b}_{q1}& b_{q1}& b_{q2}\\ b_{q1}& -b_{q1}& -b_{q2}\end{array}\right),\frac{1}{\sqrt{2}}\left(\begin{array}{ccc}{b}_{q2}& b_{q1}& b_{q2}\\ b_{q2}& -b_{q1}& -b_{q2}\end{array}\right)\\ \frac{1}{\sqrt{2}}\left(\begin{array}{ccc}{b}_{q1}& b_{q2}& b_{q2}\\ b_{q1}& {\mathrm{bq}}_2& -b_{q2}\end{array}\right),\frac{1}{\sqrt{2}}\left(\begin{array}{ccc}{b}_{q2}& b_{q1}& b_{q1}\\ b_{q2}& b_{q1}& -b_{q1}\end{array}\right)\end{array}\right)$

其中，q₁＝{0,1,…,15},q₂＝(q₁+4)mod16。

层4：

其中，q₁＝{0,1,…,15},q₂＝(q₁+4)mod16，

计算所需的中间变量H_jW的具体计算公式为：

层1：

层2：

层3：

b_m1、b_m2、b_m3有如下4种组合：

{b_q1,b_q1,b_q2},{b_q2,b_q1,b_q2},{b_q1,b_q2,b_q2},{b_q2,b_q1,b_q1}

其中，q₁＝{0,1,…,15},q₂＝(q₁+4)mod16。

层4：

其中，q₁＝{0,1,…,15},q₂＝(q₁+4)mod16，

在计算互信息量时，不再遍历码本1和码本2，取而代之的是遍历波束和调相参数， 同时波束和调相参数确定以后，HW的值可以通过查第一步中产生的表获得。

图3～5为本发明遍历所有码本计算一个信道的互信息量所需的乘法、加法、矩阵逆 次数与全带宽互信息量准则计算的对比结果。结果显示乘法和加法次数都有显著下降， 在层1和层2时，矩阵逆次数有所减少。

图6为带宽为1.4、5、10、20MHz配置在扩展步行者信道模型EPA、扩展典型城 市信道模型ETU、扩展车辆信道模型EVA下本发明和全带宽MI-SC所需计算的信道个 数对比，结果显示，本发明所需的计算的信道数目远远小于全带宽MI-SC。