基于碳化硅器件的大功率宽频带超声波电源及其控制方法

摘要

本发明涉及一种基于碳化硅器件的大功率宽频带超声波电源及其控制方法，包括PWM整流电路、直流斩波调功电路、全桥逆变电路、主变压器、匹配网络、匹配网络驱动电路、数字控制电路、锁相电路、电压取样电路、电流取样电路、调功控制电路、保护电路、驱动电路、DDS（直接数字频率合成）电路、压电换能器等。其中PWM整流电路、直流斩波调功电路与全桥逆变电路所使用的功率开关器件均为宽禁带碳化硅器件，电源的开关频率、变换效率、功率密度及可靠性均有显著提升，输出功率1kW-10kW,频率搜索范围18kHz-100kHz;电源采用了基于谐振频率自动识别的变步长频率跟踪数字控制方法。

说明书

技术领域

本发明涉及超声波电源技术领域，具体涉及一种基于碳化硅器件的 大功率宽频带超声波电源及其控制方法。

背景技术

超声波电源通常称为超声波发生源，它的作用是把电能转换成与超 声波换能器相匹配的高频交流电信号。超声波电源的负载通常是压电陶 瓷换能器，压电陶瓷换能器存在静态电容，压电陶瓷换能器在工作过程 中，其谐振频率点将发生漂移，因此，超声波电源必须具备跟踪超声换 能器谐振频率的能力。

目前，常用的超声波电源频率跟踪方法有，最大电流搜索谐振频率 方法、锁相频率跟踪方法、匹配网络调节法。匹配网络调节法的控制精 度要受最小投切电感的影响，最大电流搜索谐振频率的方法以及锁相频 率跟踪方法都必须在一定范围内搜索换能器的谐振频率，从电源启动到 稳态需要花费大量的计算周期来寻找换能器的谐振频率，系统从启动到 稳态的过渡时间较长。

发明内容

本发明目的在于公开一种基于碳化硅器件的大功率宽频带超声波 电源及其控制方法。

本发明公开一种基于碳化硅器件的大功率宽频带超声波电源及其控 制方法，其所使用的开关管均为碳化硅器件，具有能耗低，频率高等优 点，电源系统具有自动识别换能器负载谐振频率的功能，然后利用变步 长跟踪方法对换能器谐振频率进行跟踪修正，保证负载处于谐振状态， 系统具有较短的过渡时间。

本发明的目的可采用以下技术方案实现。

基于碳化硅器件的大功率宽频带超声波电源，其包括PWM整流电 路、直流斩波调功电路、全桥逆变电路、主变压器、电压取样电路电路、 电流取样电路、匹配网络、匹配网络驱动电路、压电换能器、保护电路、 调功控制电路、驱动电路、DDS电路、锁相电路和数字控制电路；PWM 整流电路、全桥逆变电路及直流斩波电路均采用了宽禁带器件碳化硅功 率场效应管作为功率开关；PWM整流电路的输入端接入市电，其输出 端接入直流斩波调功电路的输入端，直流斩波调功电路的输出端接入全 桥逆变电路的输入端和电压取样电路的输入端，全桥逆变电路的输出端 接入主变压器的初级输入端，主变压器的次级输出第一端接入匹配网络 第一电感的第二端以及压电换能器的第一端，主变压器的次级输出第二 端接入电流取样电路的第一输入端，压电换能器的第二端与匹配网络第 二电感的第二端以及电流取样电路的第二输入端相连接，数字控制电路 的输入端接锁相电路的输出端，数字控制电路的第一输出端接入DDS 电路的输入端，DDS电路的输出端接入驱动电路的输入端，驱动电路的 输出端接入全桥逆变电路的驱动端，数字控制电路的第二输出端接入匹 配网络驱动电路的输入端，匹配网络驱动电路的第一输出端接入匹配网 络的第一晶闸管的门极，匹配网络驱动电路的第二输出端接入匹配网络 的第二晶闸管的门极，第一晶闸管的阴极与第二晶闸管的阳极以及第一 电感的第一端相连接，第一晶闸管的阳极与第二晶闸管的阴极以及第二 电感的第一端相连接，电流取样电路的输出端和电压取样电路的输出端 分别接入调功控制电路的第一输入端和第二输入端，保护电路的输出端 接入调功控制电路的输入端，保护电路的输入端接电流取样电路的输出 端，调功控制电路的输出端接入直流斩波调功电路的驱动端，电流取样 电路的输出端接入锁相电路的第一输入端，驱动电路的采样端接入锁相 电路的第二输入端，驱动电路采样端输出的电压信号作为锁相电路的电 压反馈。

上述超声波电源中，数字控制电路通过匹配网络驱动电路控制匹配 网络接入主电路等效电感的大小，使匹配网络的电感大小与换能器的电 容相匹配，达到所需谐振效果。

上述超声波电源中，超声波电源对换能器负载具有谐振频率自动识 别功能，电源内部的锁相电路输出脉冲的占空比直接反馈出电源输出电 压、输出电流的相位差，电源的负载是压电陶瓷换能器，压电陶瓷换能 器的动态电感值为L，动态电容值为C，动态电阻值为R。

上述超声波电源的输出功率1kW-10kW，超声波电源的频率范围 18kHz-100kHz。

用于上述的一种基于碳化硅器件的大功率宽频带超声波电源的控 制方法，具体是：数字控制电路与DDS电路通讯产生给定的第一频率 信号和第二频率信号，第一频率信号和第二频率信号分别通过驱动电路 控制全桥逆变电路输出频率分别为f₁和f₂的交流电，数字控制电路采集 全桥逆变电路输出电压频率分别为f₁和f₂情况下锁相电路输出脉冲的占 空比D₁、D₂，则全桥逆变电路输出电压频率f₁、f₂情况下对应的负载阻 抗角分别为：

θ₁＝D₁*π   (4-1)

θ₂＝D₂*π   (4-2)

则可得：

      $\left(\begin{array}{c}\tan {\theta }_1=\frac{2\pi f_{1}L-\frac{1}{2\pi f_{1}C}}{R}\\ \tan {\theta }_2=\frac{2\pi f_{2}L-\frac{1}{2\pi f_{2}C}}{R}\end{array}\right)---(4-3)$      

则方程4-3可变换为：

      $\left(\begin{array}{c}\tan {\theta }_1=A\frac{L}{R}-\frac{1}{\mathrm{ARC}}\\ {\tan \theta }_2=B\frac{L}{R}-\frac{1}{\mathrm{BRC}}\end{array}\right)---(4-4)$      

其中：

      $\left(\begin{array}{c}A=2\pi f_1\\ B=2{\mathrm{\pi f}}_2\end{array}\right)---(4-5)$      

可以求得：

      $\left(\begin{array}{c}\frac{1}{\mathrm{RC}}=\frac{{\mathrm{AB}}^2\tan {\theta }_1-A^{2}B\tan {\theta }_2}{A^2-B^2}=M\\ \frac{L}{R}=\frac{A\tan {\theta }_1-B\tan {\theta }_2}{A^2-B^2}=N\end{array}\right)---(4-6)$      

由于换能器的谐振频率为：

      $f_s=\frac{1}{2\pi \sqrt{\mathrm{LC}}}---(4-7)$             

因此，可得：

      $f_s=\frac{\sqrt{\frac{M}{N}}}{2\pi }---(4-8),$      

实现谐振频率的自动识别，由于超声波换能器负载在工作过程中其谐振 频率会产生漂移，因此在计算出超声波换能器的谐振频率之后，还需要 利用变步长跟踪控制方法对超声波电源的输出频率进行修正，所述变步 长跟踪控制方法包括如下步骤：(1)数字控制电路根据锁相电路反馈的 电源输出电压、电流相位差θ得到输出电压频率与换能器谐振频率的差 距，设步长切换的相位差参考阈值为当输出电压、电流的相位差时，采用设定的大步长对换能器谐振频率进行跟踪，当电源输出电压、 电流的相位差时，采用设定的小步长对换能器谐振频率进行跟踪； (2)当电源输出电压超前电流时，按照步骤(1)确定的步长减小输出 频率，当电源输出电压滞后电流时，按照步骤(1)确定的步长增大输 出频率，经过设定的延时后，回到步骤(1)。

进一步地，相位差参考阈值与步骤(1)确定的步长step应满足 关系式

      $\phi >\mathrm{Krel}*\left|\arctan ((\sqrt{\frac{M}{N}}-\pi *\mathrm{step})N-\frac{M}{\sqrt{\frac{M}{N}-\pi *\mathrm{step}}})\right|---(5-1)$      

其中Krel为大于1的设定安全系数。

本发明与已有技术相比具有以下优点：

本发明所提出的一种基于碳化硅器件的大功率宽频带超声波电源 与传统的超声波电源不同，传统的超声波电源采用MOS开关管或者 IGBT开关管，其工作频率受电源输出功率限制，传统的超声波电源频 率跟踪方法需要在一定频率范围内搜索超声波电源的谐振频率，需要耗 费大量的计算周期，系统的过渡时间较长。

本发明所提出的一种基于碳化硅器件的大功率宽频带超声波电源 使用宽禁带碳化硅器件，电源输出的频率受功率影响较小，可以满足大 功率，高频率的需求，并且电源系统具有谐振频率自动识别的功能，通 过在不同输出频率条件下的两次采样，经过计算，即可基本得出换能器 负载的谐振频率，采样过程只需要花费两个采样周期，与传统的频率跟 踪方法相比，具有过渡时间短，动态响应快的优点。

附图说明

图1是基于碳化硅的超声波电源构成示意图。

图2是基于谐振频率自动识别和变步长跟踪控制的控制流程图。

具体实施方式

以下结合附图和具体实施，对本发明作进一步的详细叙述。

本发明公开的一种基于碳化硅器件的大功率宽频带超声波电源如 图1所示。基于碳化硅器件的大功率宽频带超声波电源，其包括PWM 整流电路1、直流斩波调功电路2、全桥逆变电路3、主变压器4、电压 取样电路电路、电流取样电路、匹配网络、匹配网络驱动电路、压电换 能器、保护电路、调功控制电路、驱动电路、DDS(直接数字频率合成) 电路、锁相电路和数字控制电路；PWM整流电路、全桥逆变电路及直 流斩波电路均采用了宽禁带器件碳化硅功率场效应管作为功率开关； PWM整流电路的输入端接入市电，其输出端接入直流斩波调功电路的 输入端，直流斩波调功电路的输出端接入全桥逆变电路的输入端和电压 取样电路的输入端，全桥逆变电路的输出端接入主变压器的初级输入 端，主变压器的次级输出第一端接入匹配网络第一电感L1的第二端以 及压电换能器的第一端，主变压器的次级输出第二端接入电流取样电路 的第一输入端，压电换能器的第二端与匹配网络第二电感L2的第二端 以及电流取样电路的第二输入端相连接，数字控制电路的输入端接锁相 电路的输出端，数字控制电路的第一输出端接入DDS电路的输入端， DDS电路的输出端接入驱动电路的输入端，驱动电路的输出端接入全桥 逆变电路的驱动端，数字控制电路的第二输出端接入匹配网络驱动电路 的输入端，匹配网络驱动电路的第一输出端接入匹配网络的第一晶闸管 THY1的门极G1，匹配网络驱动电路的第二输出端接入匹配网络的第二 晶闸管THY2的门极G2，第一晶闸管THY1的阴极K1与第二晶闸管 THY2的阳极A2以及第一电感L1的第一端相连接，第一晶闸管THY1 的阳极A1与第二晶闸管THY2的阴极K2以及第二电感L2的第一端相 连接，电流取样电路的输出端和电压取样电路的输出端分别接入调功控 制电路的第一输入端和第二输入端，保护电路的输出端接入调功控制电 路的输入端，保护电路的输入端接电流取样电路的输出端，调功控制电 路的输出端接入直流斩波调功电路的驱动端，电流取样电路的输出端接 入锁相电路的第一输入端，驱动电路的采样端接入锁相电路的第二输入 端，驱动电路采样端输出的电压信号作为锁相电路的电压反馈其中 PWM整流电路、直流斩波调功电路与全桥逆变电路所使用的功率开关 器件均为宽禁带碳化硅器件，电源的开关频率、变换效率、功率密度及 可靠性均有显著提升，输出功率1kW-10kW，频率搜索范围 18kHz-100kHz。电源采用了基于谐振频率自动识别的改进型变步长数字 控制方法。锁相电路可以反馈出电源输出电压、电流的超前滞后关系以 及电源输出电压、电流的相位差，数字控制电路通过锁相电路反馈的相 位信息，经过内部编写好的算法计算，可以对电源输出交变电压的频率 进行控制，使输出交变电压的频率能够快速、准确的跟踪上换能器负载 的谐振频率。

电源系统的频率跟踪控制流程图如图2所示，电源启动之后，数字 控制电路与DDS电路通讯产生给定的第一频率信号和第二频率信号， 第一、第二频率信号通过驱动电路控制全桥逆变电路输出频率分别为f₁和f₂的交变电压，利用锁相电路分别采样全桥逆变电路输出电压频率分 别为f₁和f₂时所对应的电源输出电压、电流相位差角度θ₁和θ₂，相位 差角度与负载阻抗角相同，通过谐振频率算法可以计算出换能器负载谐 振频率f_s，然后电源以计算所得的谐振频率f_s输出交变电压，以减少超 声波电源从起动到稳态的过渡时间，由于超声波换能器负载在工作工程 中其谐振频率会产生漂移，因此在计算出谐振频率之后，还需要利用变 步长跟踪控制对其换能器谐振频率进行修正，数字控制电路根据锁相电 路反馈的电源输出电压、电流相位差信号大小进而得到输出电压频率与 换能器谐振频率的差距，步长切换的相位差参考阈值由式(5-1)确 定，假设换能器动态电阻R＝15Ω，动态电感L＝35mH，动态电容 C＝1.81pF，Krel＝1.5，step＝10Hz,为防止步长切换失败，当 输出电压、电流的相位差时，则电源输出频率与换能器谐振频率差 距较大，采用大步长进行频率搜索，此时step＝10Hz，令电源输出频率 较快地跟踪上换能器谐振频率，当电源输出电压、电流的相位差时， 则电源输出频率与换能器谐振频率差距较小，电源采用小步长搜索，step ＝0.01Hz，以保证系统有较高的频率控制精度和较小的稳态误差，当电 压超前电流时，输出频率f＝f-step，减小频率；当电压滞后电流时，输 出频率f＝f+step，增大频率。如此循环，电源系统能够迅速且准确的跟 踪换能器谐振频率。