直流/直流转换器、输出电路以及电能传输方法

摘要

本发明公开了一种直流/直流转换器的输出电路、电能传输方法及直流/直流转换器。该输出电路包括用于在输出节点输出整流信号的整流电路、与输出节点耦合的能量存储组件、与能量存储组件耦合的可控通路以及与可控通路耦合的控制电路。整流信号包括有上升沿和下降沿。当可控通路的电压降大于电压阈值时，可控通路导通，可控通路还响应于导通信号而导通。控制电路在整流信号的上升沿产生后生成导通信号，在导通信号生成时刻起的预设时间间隔之后并且在整流信号的下降沿产生之前终断导通信号。采用本发明的输出电路、电能传输方法及直流/直流转换器能够减小电能传输时的能耗，同时提高电能传输的性能。

说明书

技术领域

本发明涉及电能传输技术领域，尤其涉及一种直流/直流转换器、输 出电路以及电能传输方法。

背景技术

图1所示为现有的基于变压器的直流/直流转换器100的电路示意图。 直流/直流转换器100包括开关电路102、变压器T1和整流电路104。开 关电路102控制变压器T1的初级绕组P1和电源供应端VIN之间的连接， 从而控制初级绕组P1到次级绕组S1的能量传输。整流电路104对次级 绕组S1上的电压进行整流从而在开关节点LX处产生整流信号。

次级绕组S1中的寄生电容C_PARA和电感L_LEAK构成谐振电路。该谐 振电路在次级绕组S1上会产生振铃电压(voltage ringing)。如果初级绕 组P1上的功率发生突变(例如，在开关电路102将初级绕组P1连接至 电源供应端VIN的时刻)，振铃电压的振幅会相当高。高振铃电压会经过 整流电路104到达开关节点LX。因此，如图2所示，直流/直流转换器 100在每一个开关周期都会在开关节点LX处产生高振铃电压202，这会 对整流电路104和/或相关电路产生不良影响。相关电路，例如可以是输 出电感L1、输出电容C_OUT以及与输出端VOUT相连的负载(图1未示 出)。

现有解决上述问题的方法包括使用无源缓冲器，比如包含有电阻和电 容元件的无源缓冲器来对高振铃电压分流或滤波，将其降至零。然而，无 源缓冲器会消耗相当高的电能，从而降低直流/直流转换器100的功率转 换效率。

发明内容

本发明要解决的技术问题在于提供一种直流/直流转换器、输出电路 及电能传输方法，能够减小电能传输时的能耗，同时提高电能传输的性能。

为解决上述技术问题，本发明提供了一种直流/直流转换器的输出电 路。该输出电路包括：整流电路，用于在输出节点输出整流信号，所述整 流信号包括有上升沿和下降沿；与所述输出节点耦合的能量存储组件；与 所述能量存储组件耦合的可控通路，当所述可控通路的电压降大于电压阈 值时，所述可控通路导通，所述可控通路还响应于导通信号而导通；以及 与所述可控通路相连的控制电路，所述控制电路在所述整流信号的上升沿 产生后生成所述导通信号，在所述导通信号生成时刻起的预设时间间隔之 后并且在所述整流信号的下降沿产生之前终断所述导通信号。

本发明还提供了一种电能传输方法。该电能传输方法包括：在输出节 点输出包括上升沿和下降沿的整流信号，所述输出节点耦合于能量存储组 件；当可控通路的电压降大于电压阈值时，导通所述可控通路，所述可控 通路与所述能量存储组件耦合；响应于导通信号，导通所述可控通路；在 所述整流信号的上升沿产生后生成所述导通信号；以及在所述导通信号生 成时刻起的预设时间间隔之后并且在所述整流信号的下降沿产生之前，终 断所述导通信号。

本发明又提供了一直流/直流转换器。该直流/直流转换器包括：变压 器，其具有第一状态和第二状态；与所述变压器耦合的整流电路，用于根 据所述变压器的状态在输出节点输出整流信号；与所述输出节点耦合的能 量存储组件；与所述能量存储组件耦合的可控通路，当所述可控通路的电 压降大于电压阈值时，所述可控通路导通，所述可控通路还响应于导通信 号而导通；以及与所述变压器相连的控制电路，所述控制电路在所述变压 器进入所述第一状态之后生成所述导通信号，在所述导通信号生成时刻起 的预设时间间隔之后并且在所述变压器进入所述第二状态之前终断所述 导通信号。

与现有技术相比，通过采用本发明的直流/直流转换器的输出电路、 电能传输方法及直流/直流转换器，可以提高直流/直流转换器的转换效率， 以及消除直流/直流转换器输出电路所产生的振铃电压的缺点。

附图说明

以下通过对本发明的一些实施例结合其附图的描述，可以进一步理解 本发明的目的、具体结构特征和优点。

图1所示为现有的基于变压器的直流/直流转换器的电路示意图；

图2所示为图1中直流/直流转换器在输出端的高振铃电压的示意图；

图3所示为根据本发明的一个实施例的直流/直流转换器的方框示意 图；

图4A、图4B以及图4C所示为根据本发明的实施例的图3中直流/ 直流转换器内有源缓冲器的电路示意图；

图5所示为根据本发明的一个实施例的直流/直流转换器产生或接收 的信号的波形示意图；

图6A所示为根据本发明的一个实施例的直流/直流转换器内控制电 路的方框示意图；

图6B所示为根据本发明的一个实施例的直流/直流转换器内控制电 路的电路示意图；

图7所示为根据本发明的一个实施例的控制电路产生或接收的信号 的波形示意图；

图8A、图8B、图8C和图8D所示为根据本发明的实施例的直流/直 流转换器的电路示意图；

图9所示为根据本发明的一个实施例的电能传输方法的流程图。

具体实施方式

以下将对本发明的实施例给出详细的参考。尽管本发明通过这些实施 方式进行阐述和说明，但需要注意的是本发明并不仅仅只局限于这些实施 方式。相反，本发明涵盖所附权利要求所定义的发明精神和发明范围内的 所有替代物、变体和等同物。

另外，为了更好的说明本发明，在下文的具体实施方式中给出了众多 的具体细节。本领域技术人员将理解，没有这些具体细节，本发明同样可 以实施。在另外一些实例中，对于大家熟知的方法、手续、元件和电路未 作详细描述，以便于凸显本发明的主旨。

本发明提供了一种直流/直流转换器，可以避免在其输出端产生高振 铃电压。根据本发明的一个实施例，直流/直流转换器通过使用有源缓冲 器从高振铃电压所释放的能量中吸收和存储该能量，继而降低振铃电压的 振幅，从而保护直流/直流转换器避免出现背景技术部分描述的现有的直 流/直流转换器所产生的缺陷。有源缓冲器还可以释放所存储的能量让直 流/直流转换器回收，从而减小能量损耗。与现有的使用无源缓冲器的直 流/直流转换器相比，根据本发明的实施例的采用有源缓冲器的直流/直流 转换器消耗的功率更小，这样提高了直流/直流转换器的转换效率。

图3所示为根据本发明的一个实施例的直流/直流转换器300的方框 示意图。直流/直流转换器300包括开关电路302、变压器306、整流电路 304、有源缓冲器320以及控制电路310。开关电路302、变压器306以及 整流电路304可以有各种不同的结构。图8A、图8B及图8C举例示出了 开关电路302、变压器306以及整流电路304的具体结构。如图3所示， 变压器306包含初级绕组316和次级绕组326。初级绕组316通过开关电 路302与电源供应端VIN相连，次级绕组326与整流电路304相连。整 流电路304通过输出节点LX(也称为开关节点LX)和输出电感L1与直 流/直流转换器300的输出端口VOUT相连。有源缓冲器320连接在输出 节点LX和参考端之间，例如，该参考端为直流/直流转换器300的接地 端GND，有源缓冲器320包括串联连接的可控通路322和能量存储组件 324。

在一个实施例中，开关电路302由脉宽调制信号(PWM信号)控制 从而有选择地将输入电能从直流/直流转换器300的电源供应端VIN传输 至初级绕组316。当开关电路302将输入电能从电源供应端VIN传输至变 压器306时，变压器306处于第一状态。当开关电路302停止将输入电能 传输给变压器306时，变压器306处于第二状态。PWM信号可以由一个 控制器(图3未示出)根据直流/直流转换器300的输出电压和/或输出电 流来生成，这样可以将输出电压和/或输出电流控制在目标值。直流/直流 转换器中如何生成PWM信号以及如何通过PWM信号来控制基于变压器 的直流/直流转换器中的开关电路(例如：全桥或半桥电路)的方法对于 本领域的技术人员来说是公知的，在此不再赘述。

在一个实施例中，当变压器306处于第一状态时，初级绕组316通过 开关电路302从电源供应端VIN接收输入电能，从而在变压器306的磁 芯处产生变化的磁场，继而在变压器306的次级绕组326生成感应电压。 当变压器306处于第二状态时，初级绕组316停止接收输入电能，感应电 压变成相对较低的值，比如大约等于零伏。感应电压可以通过整流电路 304传输至输出节点LX成为整流信号V_LX，比如，图5所示的矩形波电 压V_LX。在一个实施例中，整流电路304根据变压器306的第一状态或第 二状态在输出节点LX处输出整流信号V_LX。在一个实施例中，整流信号 V_LX，可以是包含上升沿与下降沿的矩形波电压信号。当初级绕组316开 始接收输入电能时，整流信号V_LX的上升沿出现。当初级绕组316停止接 收输入电能时，整流信号V_LX的下降沿出现。

在一个实施例中，次级绕组326包括寄生电容C_PARA以及电感L_LEAK(图3中未示出)，寄生电容C_PARA和电感L_LEAK组成的寄生谐振电路可 以在次级绕组326产生振铃电压。次级绕组326的感应电压与次级绕组 326产生的振铃电压一起被传输至输出节点LX。如图3所示，能量存储 组件324可以用于吸收并存储振铃电压产生的能量从而减小振铃电压的 振幅，并且也可以将存储的能量释放或回收至直流/直流转换器300来降 低能量损耗。控制电路310可以生成驱动信号S_DRV来导通或断开可控通 路322。有利地，现有直流/直流转换器100中所产生的高振铃电压在本发 明的直流/直流转换器300中可以被消除，并且与现有的直流/直流转换器 100相比，本发明的直流/直流转换器300的电能转换效率得到了提升。

图4A、图4B以及图4C为根据本发明的实施例的图3中的有源缓冲 器320的电路示意图。图4A、图4B以及图4C中与图3中标号相同的部 件具有相同的功能。图4A、图4B以及图4C将结合图3来描述。

在图4A中的有源缓冲器320A中，上文所述的能量存储组件324包 括缓冲电容C_SNB，上文所述的可控通路322包括缓冲二极管D_SNB以及与 缓冲二极管D_SNB并联的开关322A。有源缓冲器320A还包括限流电阻器 R_SNB，与缓冲电容C_SNB以及相互并联的缓冲二极管D_SNB和开关322A相 串连。缓冲二极管D_SNB的阳极与输出节点LX相连，阴极与参考端相连， 该参考端例如为直流/直流转换器300的接地端GND。开关322A的控制 端与控制电路310相连。

在一个实施例中，当可控通路322上的电压降V_D(例如：缓冲二极 管D_SNB上的电压降)大于电压阈值时，可控通路322会导通。可控通路 322也可以响应于控制电路310产生的导通信号而导通。在一个实施例中， 如果缓冲二极管D_SNB两端之间的电压V_D大于电压阈值(比如：缓冲二极 管D_SNB的正向偏置电压阈值V_FWB)，缓冲二极管D_SNB为导通状态，也就 是可控通路322为导通状态。另外，控制电路310可以将驱动信号S_DRV设置成第一值，如逻辑高电平(或逻辑低电平)，以控制开关322A导通， 或者设置成第二值，如逻辑低电平(或逻辑高电平)，以控制开关322A 断开。驱动信号S_DRV为第一值时可以称为“导通信号”。当开关322A导通 时，可控通路322也导通。换句话说，控制电路310可以生成一个导通信 号，比如生成一个第一值的驱动信号S_DRV来导通可控通路322，也可以通 过将驱动信号S_DRV设置成第二值来终断导通信号从而断开可控通路322。

在一个实施例中，当变压器306开始接收输入电能，输出节点LX处 产生的整流信号V_LX中包含稳定电压V_STABLE(比如，由初级绕组316两 端之间的电压以及初级绕组316与次级绕组326的匝比所确定的值)和叠 加在稳定电压V_STABLE上的振铃电压V_RINGING(该振铃电压是由上文所提 到的次级绕组326中的寄生谐振电路产生)。在经过一定时间段以后，振 铃电压值V_RINGING会衰减直至为零，而整流信号V_LX会持续保持在稳定电 压V_STABLE。在一个实施例中，叠加在稳定电压V_STABLE上的振铃电压 V_RINGING可以使得缓冲二极管D_SNB两端之间的电压V_D大于电压阈值 V_FWB，使得缓冲二极管D_SNB导通。相应地，振铃电压V_RINGING经由缓冲 二极管D_SNB为缓冲电容C_SNB充电，缓冲电容C_SNB吸收和存储振铃电压 V_RINGING释放的电能。当振铃电压V_RINGING逐渐衰减至一个特定值或者当 缓冲电容C_SNB的电压V_C增加至一预定值时，缓冲二极管D_SNB两端之间 的电压V_D小于电压阈值V_FWB，缓冲二极管D_SNB断开，也就是可控通路 322断开。经过一定时间段后，控制电路310产生导通信号来导通开关 322A(或导通可控通路322)，这样缓冲电容C_SNB可以通过开关322A向 输出节点LX放电。换句话说，在一个实施例中，当整流信号V_LX使得缓 冲二极管D_SNB两端之间的电压V_D大于电压阈值V_FWB时，缓冲二极管D_SNB导通。当可控通路322在其电压降V_D的控制下导通时(如：缓冲二极管 D_SNB两端之间的电压V_D大于电压阈值V_FWB)，能量存储组件324(如： 缓冲电容C_SNB)从输出节点LX获取电能。当可控通路322在控制电路 310产生的导通信号的控制下导通时，能量存储组件324向输出节点LX 释放电能。

在一个实施例中，当控制电路310产生的导通信号导通可控通路322 时，缓冲电容C_SNB放电直至其两端之间的电压等于输出节点LX的电压， 比如等于上述稳定电压V_STABLE。这样，当可控通路322断开时，缓冲电 容C_SNB的电压保持在稳定电压V_STABLE。有利地，如果输出节点LX处出 现的振铃电压V_RINGING使得整流信号V_LX大于稳定电压V_STABLE与缓冲二 极管D_SNB的正向偏置电压阈值V_FWB的和时，可控通路322导通，缓冲电 容C_SNB吸收振铃电压V_RINGING的电能从而减小振铃电压V_RINGING。

图4A所示的限流电阻器R_SNB、可控通路322(包括开关322A和缓 冲二极管D_SNB)以及缓冲电容C_SNB之间的连接方式仅用于描述本发明， 然而本发明不仅限于此。在另一些实施例中，限流电阻器R_SNB可以连接 在可控通路322和缓冲电容C_SNB之间或者连接在缓冲电容C_SNB和接地端 GND之间等等。在一个实施例中，缓冲电容C_SNB也可以连接在输出节点 LX和限流电阻R_SNB之间或者是限流电阻R_SNB与可控通路322之间等等。

图4B和图4C为根据本发明的实施例的图3中有源缓冲器320的其 他电路示意图。在图4B所示的有源缓冲器320B中，可控通路包括N沟 道金属氧化物半导体场效应管322B(又称N-MOSFET管)，该 N-MOSFET管322B由控制电路310产生的导通信号控制。N-MOSFET 管322B包括的体二极管充当图4A中描述的缓冲二极管D_SNB。在图4C 所示的有源缓冲器320C中，可控通路包括有P-MOSFET管322C，该 P-MOSFET管322C由控制电路310产生的导通信号控制。P-MOSFET 管322C包括的体二极管充当图4A中描述的缓冲二极管D_SNB。对 MOSFET管322B以及MOSFET管322C的控制与对开关322A的控制 是相似的，为免赘述，将不在此描述。

图4A、图4B以及图4C中所示的有源缓冲器320A、320B以及320C 的结构仅仅是根据本发明实施例的有源缓冲器320的举例说明，然而本发 明不仅限于此。在其他实施例中，有源缓冲器320可以具有其他类型的结 构使得有源缓冲器320具有以下功能：当振铃电压的振幅大于一定值时 (比如：使得缓冲二极管D_SNB可以导通的值)，有源缓冲器320可以自动 吸收振铃电压释放的能量，而且有源缓冲器320在控制电路310的控制下 可以将吸收到的能量释放至直流/直流转换器300中。

如上所述，整流信号V_LX可以是图5中所示的矩形波电压V_LX。当变 压器306接收输入电能时，整流信号V_LX具有一个大致等于上文所提到的 稳定电压V_STABLE的高电压值。当变压器306停止接收输入电能时，整流 信号V_LX具有一个大致等于直流/直流转换器300接地端GND的地电压 (例如：零伏特)的低电压值V_LOW。在一个实施例中，当整流信号V_LX处于低电压值V_LOW(例如：地电压)时，如果此时可控通路322为导通 状态，那么缓冲电容C_SNB会通过可控通路322以及限流电阻器R_SNB向地 放电，这样会造成电能损耗。因此，在一个实施例中，控制电路310会在 整流信号V_LX的下降沿产生之前终断所述导通信号(如：将驱动信号S_DRV设置成上文所述的第二值)。更具体地说，控制电路310会在整流信号V_LX的上升沿产生之后生成导通信号(比如将驱动信号S_DRV设置成上述第一 值)，在所述导通信号生成时刻起的预设时间间隔T_PRE之后并且在整流信 号V_LX的下降沿产生之前终断导通信号(如将驱动信号S_DRV设置成上述 第二值)。换句话说，在一个实施例中，控制电路310在上文所述第一状 态出现后(比如：变压器306开始接收输入电能后)生成导通信号，在所 述导通信号生成时刻起的预设时间间隔T_PRE之后并且在上文所述第二状 态出现前(比如：变压器306停止接收输入电能前)终断所述导通信号。 从而，可以避免上文所述的缓冲电容C_SNB向地放电所产生的电能损耗， 而缓冲电容C_SNB内存储的能量可以相对有效地释放至直流/直流转换器 300。生成以及终断导通信号的方法将结合图5来描述。

图5所示为根据本发明的实施例的整流信号V_LX、电容电压V_C以及 驱动信号S_DRV的波形示意图。图5将结合图3、图4A、图4B以及图4C 来描述。如图5所示，在T_A时刻到T_E时刻的时间段、T_F时刻到T_J时刻 等时间段，变压器306处于上文所提到的第一状态，即从电源供应端VIN 接收输入电能，因此，整流信号V_LX处于一个高电压值(比如：在稳定电 压V_STABLE上叠加了振铃电压V_RINGING)。在T_E时刻到T_F时刻的时间段、 T_J时刻到T_K时刻等时间段，变压器306处于上文所提到的第二状态，停 止接收输入电能，这样整流信号V_LX处于低电电压值V_LOW(比如：接近 于零伏)。在T_A时刻到T_B时刻的时间段、T_F时刻到T_G时刻等时间段， 叠加在稳定电压V_STABLE上的振铃电压V_RINGING使得缓冲二极管D_SNB导 通。这样缓冲电容C_SNB吸收振铃电压V_RINGING的电能从而抑制振铃电压 V_RINGING，而电容电压V_C增加。当电容电压V_C(比如：在T_B、T_G等时 刻)增加到一预定值时，缓冲二极管D_SNB断开而电容电压V_C保持在该预 定值。在T_C、T_H等时刻，也就是在整流信号V_LX的上升沿502出现之后 (或者说，变压器306进入上述第一状态之后)，控制电路310会生成一 个导通信号。例如，控制电路310将驱动信号S_DRV设置成逻辑高电平(或 者是逻辑低电平)来导通可控通路322。这样缓冲电容C_SNB会向输出节点 LX释放电能。电容电压V_C会减小至与输出节点LX相同的电压值。在 T_D、T_I等时刻，也就是整流信号V_LX的下降沿504出现之前(或者说， 变压器306进入上述第二状态之前)，控制电路310终断导通信号。例如： 控制电路310将驱动信号S_DRV设置成低电平(或者高电平)来断开可控 通路322。这样当整流信号V_LX为低电压值V_LOW时，可控通路322已经 断开。

图6A所示为根据本发明的实施例的控制电路310A的方框示意图。 图3、图4A、图4B和图4C中标号相同的元件功能相同。图6A将结合 图3、图4A、图4B、图4C以及图5来描述。如图6A所示，控制电路 310A接收PWM信号并根据PWM信号生成驱动信号S_DRV。如上所述， 变压器306通过由PWM信号控制的开关电路302接收电能。换句话说， PWM信号可以控制变压器306接收输入电能的开始时刻和结束时刻(例 如：将变压器306控制在第一状态或第二状态)。根据PWM信号，控制 电路310A能(例如：通过将驱动信号S_DRV设置成第一值或第二值)生成 或终断上文所述的导通信号，从而保证当整流信号V_LX处于低电压值 V_LOW时，可控通路322已经断开。

如图6A所示，控制电路310A包括逻辑电路612A、触发信号延时电 路614A以及驱动信号生成器616A。由于PWM信号的状态可以指示变 压器306是处于第一状态还是第二状态，逻辑电路612A可以通过检测 PWM信号的状态变化来生成一个表示整流信号V_LX的上升沿已产生的指 示信号S_PWM。指示信号S_PWM还可表示变压器306从第二状态进入第一状 态。在一个实施例中，指示信号S_PWM包括上升沿信号。在另一个实施例 中，指示信号S_PWM包括下降沿信号。触发信号延时电路614A可以检测 指示信号S_PWM(比如上升沿或下降沿)，并且响应指示信号S_PWM在预设 延时T_DEL后生成触发信号DEL(比如：该预设延时T_DEL为图5所示T_A时刻到T_C时刻的时间间隔)。驱动信号生成器616A可以响应于触发信号 DEL生成导通信号，而当导通时间超过预设时间间隔T_PRE时(例如预设 时间间隔T_PRE为图5所示的T_C时刻到T_D时刻的时间间隔)终断导通信 号。预设延时T_DEL和预设时间间隔T_PRE可以设置成特定值，使得所述导 通信号是在整流信号V_LX上升沿出现后才产生(例如：在变压器306开始 接收输入电能之后才产生)，而且在整流信号V_LX的下降沿产生之前终断 (例如：在变压器306停止接收输入电能之前终断)。这样，当整流信号 V_LX处于低电压值V_LOW时，可控通路322可以保证处于断开状态。

图6B所示为根据本发明的实施例的控制电路310B的电路示意图。 图3、图4A、图4B、图4C以及图6A中标号相同的元件功能相同。图 6B将结合图3、图4A、图4B、图4C以及图6A描述。如图6B所示， 控制电路310B包括逻辑电路612B、滤波电路610、滤波电路620、单稳 态电路632、单稳态电路634以及或非门636。逻辑电路612B的功能与 图6A中的逻辑电路612A相同。

在一个实施例中，单稳态电路632包括一个复位端“R”、触发端“+T”、 同相输出端“Q”、反相输出端“NQ”以及输入端“RC”。单稳态电路632的 复位端“R”与逻辑电路612B相连并从逻辑电路612B接收指示信号S_PWM。 单稳态电路632的触发端“+T”与滤波电路610相连并通过滤波电路610 接收指示信号S_PWM。单稳态电路632的同相输出端“Q”与或非门636的 一个输入端相连并产生输出信号S_Q至或非门636。单稳态电路632的反 相输出端“NQ”为断开状态。在一个实施例中，当单稳态电路632的复位 端“R”的电压为高电平，单稳态电路632一旦检测到触发端“+T”为高电 平，就将输出信号S_Q设置成高电平。单稳态电路632的输入端RC与RC 计时电路相连，RC计时电路中包括计时电阻R₆₄以及计时电容C₆₄，RC 计时电路控制输出信号S_Q为高电平的持续时间T_SQ(下文中称为第一持 续时间T_SQ)。当第一持续时间T_SQ结束时，单稳态电路632将输出信号 S_Q设置成低电平。

同样地，在一个实施例中，单稳态电路634包括复位端“R”、触发端 “+T”、同相输出端“Q”、反相输出端“NQ”以及输入端“RC”。单稳态电路 634的复位端R与逻辑电路612B相连并从逻辑电路612B接收指示信号 S_PWM。单稳态电路634的触发端“+T”与滤波电路620相连并通过滤波电 路620接收指示信号S_PWM。单稳态电路634的反相输出端“NQ”与或非门 636的另一个输入端相连并产生输出信号S_NQ至或非门636。单稳态电路 634的同相输出端Q为断开状态。在一个实施例中，当单稳态电路634 复位端R的电压为高电平时，单稳态电路632一旦检测到触发端“+T”为 高电平，就将输出信号S_NQ设置成低电平。单稳态电路634的输入端RC 与RC计时电路相连，RC计时电路包括计时电阻R₆₅和计时电容C₆₅， RC计时电路控制输出信号S_NQ为低电平的持续时间T_SNQ(下文中称为第 二持续时间T_SNQ)。当第二持续时间T_SNQ结束时，单稳态电路634将输出 信号S_NQ设置成高电平。在一个实施例中，第二持续时间T_SNQ大于第一 持续时间T_SQ。

在一个实施例中，滤波电路610可以将指示信号S_PWM中的噪声滤波 并将指示信号S_PWM延迟一个预设延时值Δ1后输出到单稳态电路632的 触发端+T。预设延时值Δ1是由滤波电路610中的电阻R₆₁和电容C₆₁来 决定的，与单稳态电路632的第一持续时间T_SQ相比，预设延时值Δ1相 当小可以忽略不计。同样地，滤波电路620可以对指示信号S_PWM的噪声 滤波，并将指示信号S_PWM延迟一个预设延时值Δ2后输出到单稳态电路 634的触发端+T。预设延时值Δ2是由滤波电路620中的电阻R₆₂和电容 C₆₂来决定的，与单稳态电路634的第二持续时间T_SNQ相比，预设延时值 Δ2相当小可以忽略不计。

在一个实施例中，单稳态电路632可以当作触发信号延时电路614B 来使用，触发信号延时电路614B与上文所提到的触发信号延时电路614A 类似。单稳态电路634结合或非门636所组成的电路可以当作驱动信号生 成器616B来使用，驱动信号生成器616B与上文所提到的驱动信号生成 器616A类似。触发信号延时电路614B和驱动信号生成器616B的工作过 程将结合图7来描述。

图7所示为根据本发明的实施例的PWM信号、指示信号S_PWM、输 出信号S_Q、输出信号S_NQ以及驱动信号S_DRV的波形示意图。如图7所示， 当PWM信号为高电平时，变压器306接收输入电能，而当PWM信号变 为低电平时，变压器306停止接收输入电能。当驱动信号S_DRV为高电平 时，可控通路322导通，而当驱动信号S_DRV变为低电平时，可控通路322 断开。T₁时刻，生成指示信号S_PWM(如：脉冲信号)。相应地，单稳态电 路632的输出信号S_Q变成高电平，并且单稳态电路634的输出信号S_NQ为低电平，所以或非门636输出的驱动信号S_DRV为低电平。单稳态电路 632的第一持续时间T_SQ结束时，比如在T₂时刻，输出信号S_Q变为低电 平。相应地，或非门636输出的驱动信号S_DRV变为高电平。在这样的一 个实施例中，上文所说的预设延时T_DEL包括了单稳态电路632的第一持 续时间T_SQ，上文所说的触发信号DEL包括输出信号S_Q的下降沿。另外， 当单稳态电路634的第二持续时间T_SNQ结束时，如在T₃时刻，输出信号 S_NQ变为高电平。相应地，或非门636输出的驱动信号S_DRV变为低电平。 在这样的一个实施例中，上文所提到的预设时间间隔T_PRE也就是驱动信 号S_DRV处于第一状态的时间，也就是导通信号起作用的时间，该预设的 时间间隔T_PRE为单稳态电路634的第二持续时间T_SNQ减去单稳态电路 632的第一持续时间T_SQ。有利地，第一持续时间T_SQ和第二持续时间T_SNQ可以设置成特定值(如通过选择具有特定值的电阻R₆₄、电容C₆₄、电阻 R₆₅以及电容C₆₅来设置)以确保当变压器306停止接收输入电能时，可 控通路322已经处于断开状态。

另外，如上文所述，滤波电路610和滤波电路620可以产生预设延时 值Δ1和Δ2，其中预设延时值Δ1和Δ2与第一持续时间T_SQ和第二持续 时间T_SNQ相比可以忽略不计。在一个实施例中，预设延时值Δ2设置成大 于预设延时值Δ1(比如通过选择电阻R₆₁、电容C₆₁、电阻R₆₂和电容C₆₂的值来设置)来避免驱动信号S_DRV产生电压尖脉冲，继而保护可控通路 322。

图8A、图8B、图8C和图8D所示为根据本发明的实施例的直流/直 流转换器300的电路示意图。图8A至图8D中与图3、图4A、图4B、图 4C、图6A以及图6B中标号相同的元件具有相同的功能。如图8A、图 8B、图8C以及图8D所示，图3中的开关电路302可以包括一个全桥开 关电路302A、半桥开关电路302B、半桥开关电路302C或者输入开关302D 等等。图3中的变压器306可以包括变压器306A(或306D)所示的一个 初级绕组和一个次级绕组、变压器306B所示的中心抽头式初级绕组和中 心抽头式次级绕组，或者变压器306C所示的一个初级绕组和中心抽头式 次级绕组等等。图3中的整流电路304可以包括全桥整流电路304A、半 桥整流电路304B(或304C)，或者半桥整流电路304D等等。图8A、图 8B、图8C、以及图8D为直流/直流转换器300的举例说明，然而本发明 不仅限于此。在其他实施例中，直流/直流转换器300可以具有本发明的 有源缓冲器所适用的其他的结构。

图9所示为根据本发明的实施例的直流/直流转换器中输出电路执行 的电能传输方法的流程图。在本发明的一个实施例中，输出电路包括图3 中的整流电路304、控制电路310以及有源缓冲器320。图9将结合图3、 图4A、图4B、图4C、图5、图6A、图6B、图7、图8A、图8B、图8C 以及图8D来描述。

如图9所示，在步骤902中，整流电路304在输出节点LX输出整流 信号V_LX，输出节点LX与能量存储组件耦合，比如与缓冲电容C_SNB耦合。 整流信号V_LX，比如图5所示的矩形波电压V_LX，其中包含有上升沿和下 降沿。

在步骤904中，当可控通路322上的电压降V_D大于电压阈值时(比 如：缓冲二极管D_SNB的电压降V_D大于缓冲二极管D_SNB的正向偏置导通 电压阈值V_FWB)，可控通路322导通。可控通路322与能量存储组件相串 联，比如与缓冲电容C_SNB串联。

在步骤906中，可控通路322响应于控制电路310的导通信号而导通。

在步骤908中，控制电路310在整流信号V_LX的上升沿产生之后生成 导通信号(比如：将驱动信号S_DRV设置成上述第一值)。

在步骤910中，控制电路310在导通信号生成时刻起的预设时间间隔 T_PRE之后并且在整流信号V_LX的下降沿产生之前终断导通信号(如将驱动 信号S_DRV设置成上述第二值)。

总之，根据本发明的实施例，直流/直流转换器的输出端的振铃电压 可以利用有源缓冲器来抑制。有源缓冲器包括可控通路(如：包括一个二 极管)，当振铃电压的振幅大于一定的值时，该二极管可以自动导通。有 源缓冲器还包括能量存储组件，如电容，当可控通路导通时(比如：二极 管导通时)，该电容可以吸收和存储振铃电压传输的能量。另外，能量存 储组件可以在控制电路的控制下将存储的电能释放至直流/直流转换器。 因此，直流/直流转换器输出端的振铃电压可以得到抑制，直流/直流转换 器的能量转换效率得到提高。

在此使用之措辞和表达都是用于说明而非限制，使用这些措辞和表达 并不将在此图示和描述的特性之任何等同物(或部分等同物)排除在发明 范围之外，在权利要求的范围内可能存在各种修改。其它的修改、变体和 替换物也可能存在。因此，权利要求旨在涵盖所有此类等同物。