提供高效率和高功率密度的AC-DC谐振转换器

摘要

本发明所公开的实施例提供将AC输入电压转换为DC输出电压的AC/DC电源转换器。该AC/DC电源转换器包括输入整流器级，该输入整流器级将AC输入电压整流成具有第一恒定极性和第一振幅的第一整流电压。AC/DC电源转换器还包括直接耦接至该输入整流器级的输出的开关谐振级。该开关谐振级将整流电压转换为具有第二恒定极性和第二振幅的第二整流电压。AC/DC电源转换器另外包括输出整流器级，该输出整流器级耦接至开关谐振级的输出，其中输出整流器级将第二整流电压整流成DC电压输出。

说明书

背景技术

技术领域

本发明所公开的实施例涉及AC-DC电源转换器的设计。更具体地，本发明所公开的实施例涉及设计高效率、高功率密度的AC-DC谐振电源转换器。

相关领域

AC-DC(或“AC/DC”)电源转换器常常用于将主要AC电源(例如，来自壁装电源插座的AC电源)转换为整流DC电压，该整流DC电压继而可供应到各种电子设备。开关模式电源转换器为一种包含开关式调节器的AC/DC电源转换器，以更有效地将电力由AC转换为DC。除其他应用以外，采用开关模式电源转换器(常常称为“SMPS”)的电源通常用于现代计算设备(例如，台式计算机和膝上型计算机两者、平板电脑、便携式媒体播放器、智能电话和/或其他现代计算设备)、电池充电器和电动汽车中。

电源设计者正不断开发更好的AC/DC转换器设计以满足对更高效率、更小尺寸和更轻重量的不断增长的需求。使用LLC谐振转换器拓扑的SMPS设计已示出非常高的效率和高功率密度。常规的开关模式LLC谐振AC/DC转换器通常包括预调节器级(常常称为“功率因数校正”或“PFC级”)，其后是AC输入整流器。该PFC级将来自AC输入整流器的经整流AC信号转换为DC电压。该DC电压继而被馈送到DC/DC LLC谐振转换器中。然而，PFC级使用大体积高电压DC电容器来滤除经整流的低频率AC输入，该DC电容器可占据大量空间。此外，PFC级通常需具有与下述LLC转换器级相同的额定功率。在同时使用PFC级和LLC级来转换电源时，系统实现高效率和高功率密度的能力可严重受限于大体积高电压DC电容器和可包括许多部件的PFC级。

从而，所需要的是用于至少除去PFC级中的大体积DC电容器的SMPS的AC/DC电源转换器设计。

发明内容

本发明所公开的实施例提供一种将AC输入电压转换为DC输出电压的AC/DC电源转换器。该AC/DC电源转换器包括输入整流器级，该输入整流器级将AC输入电压整流成具有第一恒定极性和第一振幅的第一整流电压。AC/DC电源转换器还包括开关谐振级，该开关谐振级直接耦接至输入整流器级的输出。该开关谐振级将整流电压转换为具有第二恒定极性(其可与第一恒定极性相同)和第二振幅(其可远小于第一振幅)的第二整流电压。AC/DC电源转换器另外包括输出整流器级，该输出整流器级耦接至开关谐振级的输出，其中输出整流器级将第二整流电压整流成DC电压输出。

在一些实施例中，AC/DC电源转换器进一步包括控制器，该控制器耦接在第二整流器级的输出和开关谐振级的输入之间。更具体地，控制器接收DC电压输出作为反馈信号并且生成驱动开关谐振级的一个或多个控制信号。

在一些实施例中，AC/DC电源转换器不使用输入整流器级和开关谐振级之间的预调节器(PFC)级。

附图说明

图1示出根据一些实施例将AC输入电压转换为DC输出电压的开关模式谐振AC/DC电源转换器的框图。

图2示出根据本文的一些实施例将AC输入电压转换为DC输出电压的简化开关模式LLC谐振AC/DC电源转换器。

图3示出根据本文的一些实施例的给定的LLC谐振转换器设计的增益对驱动频率曲线。

图4A示出根据本文的一些实施例的用于确定给定的LLC谐振转换器在|sin(wt)|周期内的驱动频率曲线的过程。

图4B示出根据本文的一些实施例的用于确定包括恒定驱动频率区域的驱动频率曲线的过程。

图5示出根据本文的一些实施例的AC/DC转换器200内的控制器220的框图。

图6呈现根据本文的一些实施例示出构造查找表的驱动频率曲线的过程的流程图。

在附图中，类似的附图标号是指相同的附图元件。

具体实施方式

本发明所公开的实施例提供开关模式谐振AC/DC电源转换器设计，除其他应用之外，该电源转换器设计可用于向计算设备(例如，台式计算机、膝上型计算机、平板电脑、便携式媒体播放器、智能电话和或其他现代计算设备)、电池充电器和电动汽车提供DC电源。

在特定实施例中，描述了不使用输入整流器和开关谐振级之间的预调节器(PFC)级的LLC谐振AC/DC电源转换器。该AC/DC电源转换器将控制器用于反馈回路中以监视输出电压并且控制开关谐振级的切换操作。控制器也是前馈回路的一部分，该前馈回路用于补偿AC输入电压中未经调节的正弦波对输出电压的影响。在一个实施例中，前馈回路包括存储预校准的驱动频率对时间曲线的查找表。在操作期间，控制器可基于所选择的驱动频率对时间曲线来生成具有随时间变化的频率的控制信号。控制信号继而用于驱动开关谐振级，其中随时间变化的驱动频率对开关谐振级的传递函数进行调制并补偿未经调节的正弦波对输出电压的影响。通过同时使用反馈回路和前馈回路来控制切换操作，本发明所提出的AC/DC电源转换器从高压正弦波AC输入电压获得稳定DC输出电压而无需PFC级。

图1示出根据一些实施例将AC输入电压转换为DC输出电压的开关模式谐振AC/DC电源转换器100的框图。如图1中所示，开关模式谐振AC/DC电源转换器100(下文称为“AC/DC转换器100”)包括输入整流器级102、预调节器(PFC)级104、开关级106、谐振级108和输出整流器级110。更具体地，输入整流器级102耦接至AC电源112，该AC电源提供AC输入电压V_ac(例如，50Hz或60Hz实用电压)。需注意，尽管并未示出，但电磁干扰(EMI)滤波器通常耦接在AC电源112和输入整流器级102之间。此类EMI滤波器可为AC/DC转换器100的一部分。输入整流器级102将AC电压V_ac整流成具有恒定极性的第一整流电压V_dc。

输入整流器级102耦接至PFC级104，该PFC级将整流电压V_dc调节为经调节的DC电压V_dc’。需注意，PFC级104包括用作低通滤波器的DC电容器C_dc和升压电感器Ldc。为了实现低纹波V_dc’输出，通常使用大尺寸电感器Ldc和具有大电容的大体积C_dc。在所示的实施例中，PFC级104另外包括二极管D_L和其他电路部件。需注意，PFC级104还可使用其他调节器设计来获得经调节的DC电压V_dc’，并且因此其并不限于图1的特定实施例。然而，PFC级104通常包括大的DC电容器诸如C_dc。

进一步参考图1，需注意，PFC级104的输出耦接至开关级106，该开关级将DC电压V_dc’转换为高频AC电压V_Q。更具体地，开关级106可包括由控制器114生成的控制信号116驱动的一个或多个开关。在一个实施例中，控制信号116驱动一对串联耦接的开关，每个开关具有交替的50％的占空比，从而生成具有50％的占空比的方波V_Q。需注意，控制器114还从整流器级110的输出接收输入。

开关级106之后为谐振级108，该谐振级接收AC电压V_Q作为输入。谐振级108进一步包括谐振回路118和谐振回路118之后的变压器120以逐步降低高输入电压V_Q。谐振回路118可包含串联组合或并联组合的电感器和电容器，并且可使用许多谐振回路设计。一般来讲，在开关级106之后插入谐振回路118以允许开关级在零电压开关(ZVS)或零电流开关(ZCS)条件下操作。因此，开关级106可以很低的开关损耗在高开关频率下操作。接下来，变压器120在谐振级108的输出处生成降阶式AC电压Vs和相关联的AC电流I_S。

进一步参考图1，需注意，谐振级108耦接至输出整流器级110。输出整流器级110可由任何常规电路组成，其将AC电压Vs转换为DC电压V_O，该电压也是AC/DC电源转换器100的输出。在所示的实施例中，DC输出电压V_O和相关联的DC电流Is随后供给到负载R_O，该负载通常不被视为AC/DC电源转换器100的一部分。如上所述，DC电压V_O用作至控制器114的反馈。控制器114可基于V_O生成错误并使用该错误来调节对开关级106进行驱动的控制信号116。

在基于AC/DC转换器100的所提出的AC/DC电源转换器设计中，去除了PFC级104(包括大的DC电容器C_dc)，因此输入整流器级102和开关级106彼此直接耦接。这就产生具有更小尺寸、更高效率和更高功率密度的更为紧凑的AC/DC电源转换器。由于去除了PFC级，因此开关级106接收包含较大正弦纹波的整流输入电压V_dc。为了确保转换器输出V_O大体上为恒定DC电压，本发明所提出的实施例重新设计控制器114，使得控制信号116的频率不断变化。现在描述本发明所提出的不使用PFC级的AC/DC电源转换器。

图2示出根据本文的一些实施例将AC输入电压转换为DC输出电压的简化开关模式LLC谐振AC/DC电源转换器200。如图2中所示，开关模式LLC谐振AC/DC电源转换器200(下文称为“AC/DC转换器200”)包括输入整流器级202、开关级206、谐振级208和输出整流器级210。然而，AC/DC转换器200不包括类似于AC/DC转换器100中的PFC级104的PFC级。因此，输入整流器级202的输出直接耦接至开关级206的输入。通过从AC/DC转换器200中去除PFC级，本发明所提出的实施例还去除了DC电容器C_dc。现在详细描述AC/DC电源转换器200中的每个剩余级。

输入整流器级202可基本上类似于AC/DC转换器100中的输入整流器级102。更具体地，输入整流器级202耦接至AC电源212，该电源提供AC输入电压V_ac(例如，60Hz的实用电压)。在一个实施例中，V_ac具有正弦波形。在一些实施例中，输入整流器级202通过AC电源插头耦接至AC电源212。尽管并未示出，但电磁干扰(EMI)滤波器通常耦接在AC电源212和输入整流器级202之间。此类EMI滤波器可为AC/DC转换器200的一部分。输入整流器级202将AC电压V_ac整流成第一整流电压V_dc，该第一整流电压具有恒定极性和具有与V_ac相同振幅的较大纹波。在所示的实施例中，输入整流器级202使用包括四个二极管D1-D4的全波桥式整流器。然而，输入整流器级202也可使用其他整流器类型(例如，半波桥式整流器)来获得整流电压V_dc，并且因此其并不限于图2的特定实施例。

进一步参考图2，需注意，输入整流器级202直接耦接至开关级206，该开关级在节点214处将低频整流电压V_dc转换为高频AC电压V_Q。开关级206可基本上类似于AC/DC转换器100中的开关级106。在所示的实施例中，开关级206将一对串联耦接的MOSFET Q1和Q2用作开关，其中Q1和Q2由耦接至相应的MOSFET的栅极的控制信号216和218进行驱动。然而，开关级206还可使用其他开关电路或技术来获得高频AC电压V_Q，因此其并不限于图2的特定实施例。例如，开关级206可使用由单个控制信号进行驱动的单个MOSFET开关，而不是使用两个MOSFET开关。需注意，控制信号216和218由控制器220生成，该控制器耦接在开关级206的输入和输出整流器级210的输出之间。在一些实施例中，将控制器220用于调整控制信号216和218的反馈回路中，使得输出整流器级210相对于AC输入电压和负载变动为充分调节的DC电压。

需注意，控制器220可接收V_dc作为前馈输入，继而使用过零检测器(ZCD)222来检测V_dc内的过零。控制器220可使用这一定时信息来使控制信号216和218与输入电压V_dc同步。需注意，尽管ZCD 222作为控制器220内的模块被示出，但其他实施例可使用控制器220之外的离散ZCD来接收V_dc，并且生成定时信息作为之后馈送至控制器220的输出。然而，在一些实施例中，AC/DC转换器200中既不使用集成ZCD也不使用离散ZCD，并且控制器220使用其他技术来识别V_dc中的过零。下面我们结合图4更详细地描述控制器220的示例性设计。

进一步参考图2，需注意，开关级206之后为谐振级208，该谐振级接收高振幅AC电压V_Q作为输入。谐振级208可基本上类似于AC/DC转换器100中的谐振级108。更具体地，谐振级208进一步包括LLC谐振回路224和LLC谐振回路224之后的变压器226以逐步降低高输入电压V_Q。更具体地，LLC谐振回路224包括两个电感器Lr(通常称为“漏磁电感器”)和Lm(通常称为“励磁电感器”)和一个电容器Cr。需注意，LLC谐振回路224通常具有两个谐振频率。还需注意，变压器226(和AC/DC转换器200的其他部分)并联连接至电感器Lm。

如上所述，在开关级之后谐振回路通常被插入以允许开关级在零电压开关(ZVS)或零电流开关(ZCS)条件下操作。LLC谐振回路224与许多其他谐振回路构型相比具有多个优点。例如，LLC谐振转换器可在宽负载范围内的ZVS条件下操作，甚至在无负载条件下操作。此外，LLC谐振转换器可在宽负载范围内的窄频率变化范围内操作。需注意，谐振级208可使用其他谐振回路构型，诸如简单的串联谐振回路、简单的并联谐振回路或两个或三个电感器和电容器的其他组合。因此，谐振级208中的谐振回路并不限于图2中所示的特定实施例。

LLC谐振回路224在节点228处生成中间AC电压V_P。接下来，变压器226在谐振级208的输出处生成降阶式AC电压Vs和相关联的AC电流I_S。需注意，变压器226被配置为具有输入输出匝数比n＝Np/Ns，其中Np和Ns分别为变压器线圈在初级侧和次级侧上的匝数。需注意，漏磁电感器Lr和励磁电感器Lm可为离散部件或可被集成到变压器226中。在图2中所示的实施例中，电感器Lr和Lm两者均作为集成变压器230的一部分而与变压器226集成在一起。

需注意，谐振级208耦接至输出整流器级210。输出整流器级210基本上类似于AC/DC转换器100中的输出整流器级110，其将AC电压Vs转换为DC电压V_O，该电压也是AC/DC转换器200的输出。在所示的实施例中，输出整流器级210包括具有两个二极管Do1和Do2的全波整流器、中心抽头变压器和低通滤波器Co。整流电压Vo和相关联的DC电流Is随后供给到负载R_O，该负载通常不被视为AC/DC转换器200的一部分。如上所述，整流电压V_O用作至控制器220的反馈信号。控制器220可基于V_O生成错误并使用该错误来调节控制信号216和218直到输出电压V_O基本上为DC信号为止。

与AC/DC转换器100相比，AC/DC转换器200提供更简单、更紧凑并且更有效的转换器设计。然而，通过去除PFC级，至开关级的输入为具有低频的整流正弦波(假设AC电源具有正弦波形)。正弦波调制电压继而被传送到V_Q和V_P。如果使用常规的输出整流器级210，则输出V_O也将由低频正弦波调制，而这是不可取的。现在描述控制器220如何可被配置为补偿转换器输出V_O中的正弦波调制。

我们首先计算谐振级208的输出电压增益G＝V_P/V_Q(即，“传递函数”)。需注意，在LLC谐振级224中，串联耦接的Cr和Lr与Lm串联，而Lm与AC/DC转换器200的其余部分并联。为了计算节点228处V_P对节点218处V_Q的电压增益，我们使用分压器原理得到：

$>G\left(\omega \right)=\left|\frac{j{X}_{\mathrm{Lm}}//R_{\mathrm{eq}}}{(j{X}_{\mathrm{Lm}}//R_{\mathrm{eq}})+j(X_{\mathrm{Lr}}-X_{\mathrm{Cr}})}\right|,$>

其中ω为控制信号216和218的驱动频率；X_Lm、X_Lr和X_Cr分别为电感器Lm、Lr和电容器Cr的电抗；并且R_eq为与Lm并联的AC/DC转换器200的其余部分的等效阻抗。R_eq可被表示为：

$>R_{\mathrm{eq}}\left(n\right)=8\frac{n^2}{{\pi }^2}{R}_o,$>

其中n为匝数比Np/Ns，并且R_o为负载的阻抗。

需注意，X_Lm(ω)＝ωL_m,X_Lr(ω)＝ωL_r，和均为驱动频率f＝ω/(2π)的函数。从而，输出电压增益G也是驱动频率的函数。我们观察到如果f在时间上为固定的，则G(f)也是固定的。如果AC输入V_ac可表示为V_ac＝V_pksin(wt)，则V_Q包括与|sin(wt)|成正比的正弦波调制，其中w为AC输入V_ac的频率。正弦波调制从V_Q传送到V_P，继而传送到Vs，并最终呈现在输出电压Vo中。需注意，为了获得稳定输出电压Vo，需要对Vo的该正弦波调制进行补偿。

在一个实施例中，可通过在半正弦波|sin(wt)|的每个周期内改变随时间t变化的驱动频率f来实现该补偿。更具体地，当Vo值对应于正弦波中的较大值时，我们将f设计成使得G(f)具有较小值；并且当Vo值对应于正弦波中的较低值时，我们将f设计成使得G(f)具有较高值。从而，在每个|sin(wt)|周期内，驱动频率f进而G(f)随时间t不断变化。在一个实施例中，我们可在每个|sin(wt)|周期内配置f(t)使得sin(wt)和G(f(t))的积近乎恒定。

图3示出根据本文的一些实施例的给定的LLC谐振转换器设计的增益对驱动频率曲线(增益曲线)300。更具体地，图3示出在不同负载条件下针对LLC谐振转换器所测量的一组特有的增益(G＝V_P/V_Q)对驱动频率(f)曲线(或“增益曲线”)，其中LLC谐振回路具有以下值：Lr＝100μH，Cr＝2nF，并且Lm＝100μH。

需注意，在该组增益曲线中，在满负载条件下所测量的增益曲线302为该组曲线中的曲线图上的最下面的曲线。在增益曲线302上示出三个特征点：P1、P3和P4。P1为增益曲线302在驱动频率f_b≈270kHz处达到最大增益G_最大＝1.7的位置。P3对应于LLC谐振回路的两个谐振频率f₀中的一个谐振频率。需注意，不同负载条件下的该组增益曲线相交于P3处，其中P3对应于单元增益。P4对应于增益曲线302上在驱动频率f_p≈700kHz处的最小增益G_最小＝0.45。需注意，在驱动频率f_b和f_p之间，电压增益G(f)随驱动频率f从f_b到f_p的增大而单调递减。换句话讲，与增益曲线302相关联的G(f)在f_b和f_p之间为驱动频率f的反函数。

图3还示出对应于轻负载条件的增益曲线304，该增益曲线为该组曲线中的最高曲线。在增益曲线304上示出三个特征点：P2、P3和P5。P2为增益曲线304上的对应于驱动频率f_b≈270kHz的点，在该点处增益曲线302达到最大增益。需注意，P2对应于增益曲线304上的显著大于G_最大的增益。增益曲线304上的P3与增益曲线302上的P3相同。P5为增益曲线304上的对应于驱动频率f_p≈700kHz的点，在该点处增益曲线304具有低增益G_最小＝0.55。需注意，与增益曲线304相关联的G(f)在f_b和f_p之间也是驱动频率f的反函数。

图3还示出针对满负载和轻负载之间的其他负载条件进行校准的另外的增益曲线。这些增益曲线落在增益曲线302和304之间。在这些曲线中的每条曲线中，还可识别出驱动频率f和G(f)之间的反向区域。基于增益曲线的反向属性，我们可设计驱动频率曲线来补偿正弦波纹波对输出电压Vo的影响。然而，由于增益曲线中反向区域的非线性性质，需针对每个输入电压V_dc来校准该驱动频率曲线。

图4A示出根据本文的一些实施例的用于确定给定的LLC谐振转换器在|sin(wt)|周期内的驱动频率曲线的过程。不失一般性地，图4A在图2和图3的上下文中有所描述。

需注意，图4A包括三个子曲线图。最上面的子曲线图402示出输入整流器级202的输出处的作为时间的函数的整流电压V_dc。更具体地，子曲线图402包括具有相同极性和峰值振幅V_pk的三个正弦波周期(3×T_ac)。问题在于找到控制增益曲线G(f)使得AC/DC转换器输出Vo大体上为恒定DC电压的驱动频率f。

中间的子曲线图404示出在与子曲线图402相同的时间周期上作为时间的函数的驱动频率f。需注意，在每个周期T_ac内，驱动频率f在对应于V_dc中的零位置的基本频率f_b和对应于V_dc中的峰值电压V_pk的峰值频率f_p之间变化。在一个实施例中，首先基于图3中的AC/DC转换器的满负载条件下的增益曲线302来确定频率f_b和f_p，其中f_b和f_p与增益曲线302中的最大增益G_最大和最小增益G_最小相关联。一旦确定峰值频率f_p和基本频率f_b，驱动频率f便基于V_dc的振幅、增益曲线G(f)以及使Vo保持恒定值的目标在f_b和f_p之间变化。在一个实施例中，驱动频率f具有介于200kHz和1MHz之间的范围。

在一个实施例中，可使用与f_p:V_c＝V_pk×G_最小/n相关联的增益来计算对应于V_dc＝V_pk的V_o，其中n为变压器的匝数比。在确定对应于峰值电压的Vo之后，系统可基于所选择的增益曲线G(f)针对0和V_pk之间的每个V_dc值生成驱动频率。例如，当V_dc＝0.75V_pk时，系统确定G(f)＝G_最小/0.75将产生相同的恒定输出V_c＝V_pk×G_最小/n。接下来，系统可根据介于f_b和f_p之间的对应于增益值G_最小/0.75的增益曲线302来识别驱动频率f。这样，可构造出满驱动频率曲线f(t)。需注意，由于该对称性，系统仅需校准半周期的驱动频率f，继而镜像获得全周期T_ac(也称为“驱动频率曲线”)的驱动频率值。然后对经校准的驱动频率曲线进行重复以获得子曲线图404的频率波形。在一个实施例中，子曲线图404的经校准驱动频率曲线存储在查找表中，控制器220可使用该查找表来生成控制信号216和218。我们结合图5来描述控制器220的使用此类查找表的更详细的实施例。

图4A中的最下面的子曲线图406示出在与子曲线图404相同的时间周期内的作为时间的函数的输出电压Vo。理想的是，上述输出补偿技术将产生基本上等于V_pk×G_最小/n的稳定DC输出Vo。然而，由于当V_dc在正弦波的任一端上降至很低水平时增益曲线302的最大增益限于G_最大，因此在某一点Vo＝V_dc×G(f)将从期望恒定水平朝零下降。可以看出，在每个周期T_ac内，Vo包括位于波形中间的平坦区域。然而，在0和180°相位角附近，Vo朝零下降，这产生输出波形中的“波谷”。在一个实施例中，可使用DC输出电容器来滤除或减小Vo中的这些缺陷。然而，由于这些缺陷的低频性质，该操作将需要很大的电容。

图4B示出根据本文的一些实施例的用于确定包括恒定驱动频率区域的驱动频率曲线的过程。

图4B中的最上面的子曲线图408示出与图4A中的子曲线图402相同的整流电压V_dc。中间的子曲线图410示出在与子曲线图408相同的时间周期内的作为时间的函数的驱动频率f。类似于图4A中的子曲线图404，子曲线图410中的驱动频率f在对应于V_dc中的零位置的基本频率f_b和对应于V_dc中的峰值电压V_pk的峰值频率f_p之间变化。然而，从零位置保持基本频率f_b，直到由与零位置之间相距的距离α所限定的位置。需注意，驱动频率曲线中的这两个平坦区域限定具有最大增益G_最大的两个恒定增益区域。当包括这些高增益区域的驱动曲线施加于输入电压V_dc时，如图4B中的最下面的子曲线图412中所示，高增益区域使得输出电压Vo中的平坦区域进一步加宽。在一个实施例中，在两个高增益区域之间可获得基本上恒定的Vo。

需注意，可使用不同技术来校准α值。在一个实施例中，使用结合图2所述的反馈回路来确定α值。更具体地，α值可从0开始进行初始化并逐渐增大，并且对于每个新的α值，将对应于f(α)的Vo与预定水平(在控制器220内部进行编程)进行比较。当对应于f(α)的Vo增至预定水平时，设定并记录α值。在另一个实施例中，在计算出恒定输出V_c＝V_pk×G_最小/n之后，将恒定电压水平nV_c＝V_pk×G_最小与子曲线图408中的V_dc进行比较，并且根据nV_c和V_dc的交点来确定α值。

图5示出根据本文的一些实施例的AC/DC转换器200内的控制器220的框图。如图5所示，控制器220包括查找表502。在一个实施例中，查找表502存储一条或多条经校准的驱动频率曲线(即，驱动频率对时间曲线)。需注意，上文已结合图4A和图4B描述了构造驱动频率曲线的详细操作。查找表502中的驱动频率曲线可对应于唯一的LLC转换器设计。此外，不同的驱动频率曲线可与同一LLC转换器设计但不同的V_dc输入相关联。例如，针对不同的输入波形(需注意，输入波形不限于正弦波，例如，其还可包括三角波和方波等等)可生成不同的驱动频率曲线。从而，在操作期间，系统可基于特定LLC转换器设计和输入电压V_dc从查找表502中选择驱动频率曲线。

在所示的实施例中，控制器220还包括过零检测器(ZCD)504，该过零检测器接收V_dc作为前馈输入并检测V_dc内的过零。控制器220继而使用这一相位信息来使所选择的驱动频率曲线和V_dc输入同步。将所选择的驱动频率曲线的时间同步值馈送到脉冲调频器(PFM)506。PFM 506被配置为基于所选择的驱动频率曲线生成调频脉冲信号，其中高侧驱动器508和低侧驱动器510使用该调频脉冲信号来生成用于两个开关Q1和Q2的两个控制信号216和218。需注意，查找表502、ZCD 504、PFM 506和驱动器508和510形成前馈回路512以用于补偿V_dc的影响并从AC/DC转换器200生成稳定输出电压Vo。

如上所述，控制器220也是AC/DC转换器200中的反馈回路514的一部分以使输出电压Vo保持恒定。在一个实施例中，如结合图2所述的，从Vo获得对控制器220的主动反馈。在另一个实施例中，可从变压器226的初级侧处的V_P获得对控制器220的主动反馈，例如通过使用变压器辅助绕组。在一个实施例中，反馈回路514用于检测Vo的波动。控制器220中的比例积分微分(PID)控制器516用于生成Vo或V_P与参考信号V_r之间的错误信号，该错误信号继而被馈送到PFM 506中。PFM 506使用该错误信号来调节调频脉冲信号以补偿错误。

在一个实施例中，PID控制器516可用于检测由负载条件Ro的突变所引起的Vo的变化。回想到，图3中的增益曲线300示出不同负载条件在相同的驱动频率下可具有显著不同的增益。在一个实施例中，如果由PID控制器516已检测出负载条件变化，则PFM 506可对基本频率f_b和峰值频率f_p中的一者或两者进行偏置以补偿该变化，从而保持Vo水平。

在一些实施例中，可从控制器220中去除ZCD 504和V_dc输入。在这些实施例中，控制器220使用从反馈输入Vo或V_P中提取的相位信息来使所选择的查找表和V_dc同步。这些实施例可产生比图5中所示的实施例更为紧凑的控制器设计。

图6呈现根据本文的一些实施例示出构造查找表的驱动频率曲线的过程的流程图。在一个或多个实施例中，可省略、重复和/或以不同顺序执行一个或多个步骤。因此，图6中所示步骤的具体布置不应被理解为限制实施例的范围。

在操作期间，系统接收LLC谐振转换器设计(步骤602)。需注意，对于给定的设计，Lr、Cr和Lm具有固定值。系统继而生成给定负载条件下的LLC谐振转换器设计的增益曲线(步骤604)。在一个实施例中，通过测量LLC谐振转换器设计的作为频率的函数的特有增益(G＝V_P/V_Q)来获得增益曲线。在一个实施例中，给定负载条件为满负载条件。

接下来，系统根据经校准的增益曲线来识别基本频率和峰值频率(步骤606)。在一个实施例中，所识别的基本频率和峰值频率之间的增益曲线单调递减。系统继而计算对应于峰值频率的参考输出电压(步骤608)。在一个实施例中，系统通过使AC输入电压的峰值振幅和与峰值频率相关联的特有增益相乘来计算参考输出电压。接下来，系统基于AC输入电压、经校准的增益曲线和参考输出电压来计算驱动频率曲线(步骤610)，并且随后将所计算的驱动频率曲线存储在查找表中(步骤612)。

呈现以上描述是为了使得本领域的任何技术人员能够做出并使用本发明所公开的实施例，并且以上描述是在特定应用及其要求的上下文中提供的。对于本领域的技术人员而言，对本发明所公开的实施例的各种修改将是显而易见的，并且可将本文定义的一般原理应用于其他实施例和应用而不脱离本发明所公开的实施例的实质和范围。因此，本发明所公开的实施例不限于所示的实施例，而是被给予符合本文所公开的原理和特征的最宽范围。因此，许多修改和变型对本领域熟练的从业者而言将是显而易见的。另外，以上公开并不旨在限制本描述。本描述的范围由所附权利要求来限定。

另外，上述方法和过程中的一些可被实施为代码和/或数据，该代码和数据可存储在如上所述的计算机可读存储介质中。当计算机系统读取并执行计算机可读存储介质上存储的代码和/或数据时，计算机系统执行具体化为数据结构和代码并存储于计算机可读存储介质内的方法和过程。此外，所描述的方法和装置可被包括在(但不限于)专用集成电路(ASIC)芯片、现场可编程门阵列(FPGA)和其他可编程逻辑器件中。