具有常通发射极-开关电流源的开关电源启动电路

摘要

提供了一种具有常通发射极-开关电流源的开关电源启动电路。功率转化器启动电路在启动期间建立用于控制电路的操作电压，然后被禁用以减小无负载功耗。启动电路具有常通特性以自动地提供用于启动电容器的启动充电电流。所述控制电路在启动电容器电压达到操作值时开始操作，并且产生抑制信号，所述抑制信号禁用启动电路以停止启动充电电流并且减小功耗。通过发射极开关电流源来实现常通特性，所述发射极开关电流源采用诸如耗尽模式J-FET等常通器件。电阻分压器网络提供启动电流源的偏置和稳态操作期间电源输入电压的监测点。

说明书

发明内容

当初始将输入功率施加至开关电源时，需要将能量传输至控制电路 用于启动操作的目的。用于这一目的的电路通常称作“启动电路”。因为 电源在启动期间还没有产生输出功率，启动电路按照某种方式从输入获 得功率。开关电源中的挑战之一是：当针对控制装置的操作电压限制远 小于电源的输入电压范围时，提供初始能量为控制电路供电。例如，对 于从24V或48V额定DC源接收输入功率的DC/DC转换器而言存在这样的 问题。在根据输入电压操作的AC/DC电源中也考虑了这种情况，所述输 入电压可以高至305VAC，并且在典型应用中在从90VAC至264VAC的 范围内。

为了当输入电压相对于初级侧参考控制电路的正常操作电压较大 时启动开关电源，可以通过电阻器或电流源从输入源对电容器充电。电 路监测电容器电压，并且当电容器电压近似达到电路的上限操作电压时 接通控制电路。控制电路一旦被启用就从充电的电容器汲取能量。当启 动完成并且正常操作开始时，功率转换器的正常操作电路可以供应要求 的能量以将该启动电容器两端的电压保持在控制电路的操作限制内的 值。

监测启动电容器电压并且接通控制电路的电路可以在启动期间只 要求较小的电流(例如，500uA至1mA)，并且向启动电容器馈电的电阻 器或电流源的大小被设定为在启动期间存在的最小输入电压下提供该电 流。这种大小设定(sizing)可能导致在正常操作期间出现的较大的最 大输入电压下电路的功耗较大。此外，这种较大功耗与功率转换器的输 出负载无关地发生，即，无论转换器是在线的并且向负载供电还是离线 或“待机”的并且不向负载供电。

对离线电源有市场或规章要求，所述市场或规章要求对于无负载功 率损耗有限制。因此，需要尽可能地减小无负载功率损耗，包括由于如 上所述的启动电路而造成的损耗。

公开的一种功率转换器包括启动电路，所述启动电路在提供以下所 需功能的同时实现了减小的无负载功率：在启动时间段期间，针对控制 电路建立操作电压。启动电路具有常通特性，使得一旦输入电压已经上 升足够高就自动提供用于启动电容器的启动充电电流，而无须任何单独 供电的控制电路的操作。当启动电容器电压达到操作值时控制电路开始 操作，并且控制电路产生禁用启动电路的抑制信号，停止启动充电电流 的流动并且将启动电路的功耗减小至所需的低值。通过使用发射极开关 电流源来实现常通特性，发射极开关电流源采用常通开关器件，例如耗 尽模式结型场效应晶体管(J-FET)。这种器件具有源极-漏极沟道，所述 源极-漏极沟道在器件的栅极上不存在控制电压的情况下传导电流，并且 这种特征用于控制电路还没有操作时的启动期间。此外，可以通过向器 件的栅极施加足够高的控制或偏置电压来切断源极-漏极沟道，并且这种 特征用于启动之后以防止电流流动并且在后续正常操作期间减小启动电 路的功耗。

因此，J-FET是作为用于启用和禁用启动电流源的开关器件的良好 候选。当初始施加功率并且没有来自功率转换器的偏置电压时，J-FET 器件可以用于建立启动电容器充电电流的流动。当控制电路变得活跃 (alive)并且功率转换器操作时，可以将来自控制电路的低电压施加至 J-FET的栅极以关断J-FET并且禁用充电电流。然而，关于容易可用的 J-FET的一个问题是相对较低的额定电压(voltage rating)(例如，小 于50V)，所述额定电压远低于需要针对许多启动电流源应用而被切换的 典型电压。因此在公开的启动电路中，J-FET用作采用双极型晶体管作 为主电流控制元件的发射极开关电流源中的开关。这种配置减小了甚至 在高电压应用中J-FET经历的电压。

公开的电路的另一个方面是电阻分压器网络的方便的双重使用，既 用于偏置发射极开关电流源，又用于提供足够低的感测电压，所述感测 电压与控制电路在正常操作期间使用的输入电压成正比。因为输入电压 典型地超过了控制电路元件的额定电压，分压器用于产生与输入电压成 正比但是在不超过控制电路电压限制的范围内的信号。将用于得到这种 电路元件的电阻器的大小设定为对于无负载功耗没有显著的影响。因此， 用作监测信号的向下分压(divided down)的输入电压通常远小于可用 J-FET的额定电压。然而，其能够与公开的使用发射极开关配置的电流 源一起使用。因此，发射极开关提供了以下优点：使用耗尽模式器件作 为启动电流源中的开关，而不超过可用的低成本分立式J-FET器件的电 压限制。

因此，公开的启动电路将电阻分压器与发射极开关启动电流源相结 合，所述电阻分压器产生与输入电压成正比的监测信号，所述发射极开 关启动电流源使用与较高电压NPN晶体管的发射极串联的耗尽模式 J-FET。所述电路在稳态操作期间提供输入电压监测信号，同时也在无需 附加电路损耗的情况下使启动电流源分离。备选地，在其他实施例中， 可以利用串联MOSFET或串联双极型晶体管来控制所述发射极开关双极 性晶体管。

附图说明

如在附图中所示的，根据本发明具体实施例的以下描述，前述和其 他目的、特征和优点将变得清楚明白，附图中类似的符号贯穿不同的视 图表示相同的部分。

图1是电源的示意性方框图；

图2和图3是启动电路的备选实施方式的示意图；

图4是备选DC电源的示意图集合；

图5是备选的电压产生元件的示意图集合；

图6是备选的发射极电阻器的示意图集合；

图7是备选的栅极电压发生器的示意图集合；

图8-10是启动期间电源中的信号的波形图；以及

图11是开关电源的示意图，包括部分11A至11D。

具体实施方式

图1是开关电源的一部分的示意性方框图。所述部分包括开关和控 制(SW/CNTL)电路10、功率变压器T1、启动电路12和可选地输入电压源 14。变压器T1具有初级绕组Wpri和次级绕组Wsec以及与电容器Caux相连 的第三或“辅助”绕组Waux。开关和控制电路10接收DC电压Vin和在电容 器Caux上出现的电压Vaux。电压Vin在存在输入电压源14时由输入电压源 14来提供，或者可以是来自单独的电压源的输入。

将电源的相关操作划分为两个时间段：初始启动时间段，其中Vin 从零上升至正常操作值；以及后续的稳态操作时间段，其中Vin处于其正 常操作值，并且电源向被单独供电的电路(未示出)提供稳态DC输出电 压。开关和控制电路10包括从Vaux输入接收操作功率的电路(图1中未示 出)；下面描述了示例。在稳态操作期间，绕组Waux和电容器Caux的组合 用作该电路的简单电源。至少在启动时间段的初始部分期间，没有电流 或者很少的电流提供给主初级绕组Wpri，因此经由绕组Waux没有或者只 有很少的功率可用。启动电路12在这一时间段期间与Caux一起操作作为 电源，直到操作进行到采用绕组Waux的正常稳态机制是可用并且可操作 的点为止。

图2示出了根据一个实施例的启动电路12。其主要目的是：在建立 所有的正常操作电压之前，在操作的初始启动时间段期间，产生可以由 开关和控制电路10(图10)使用的未经调制的电源电压Vaux。通过向电 容器Caux供应充电电流Ic(Q1)来产生Vaux，所述充电电流Ic(Q1)是 响应于在启动时间段的初始部分期间流动的另一个电流Ic(Q2)而出现 的。下面描述了详细操作。一个重要的特征由常通晶体管Q3提供，例如 所述常通晶体管Q3可以实现为耗尽模式结型FET(J-FET)。Q3在启动期间 导通以允许产生Ic(Q2)，并且在启动结束时通过从Vg发生器(Vg GEN) 22施加正栅极电压Vg(Q3)形式的抑制控制信号而表现为不导通。这有 效地禁用了启动电路12，从而减小了启动电路的功耗并且相应地改善了 电源的总效率。

总体上，晶体管Q1-Q3和相关电路形成了启动电流源，所述启动电 流源从输入源拉动(pull)功率以产生用于存储电容器Caux的充电电流 Ic(Q1)。在所示的配置中，启动电流源包括两个子级(sub-level)的 电流源：由Q2、Q3和产生Ic(Q2)的相关电路形成的发射极开关电流源； 以及响应于Ic(Q2)产生充电电流Ic(Q1)的第二电流源(称作输出电 流源)。在这种配置中，可以将电流Ic(Q2)看作是启用Q1传导充电电流 Ic(Q1)的启用电流。

启动电路12的另一个特征是能够通过感测由电阻器R2和R3形成的 电阻分压器电路的结处的电压来测量输入电压。将这种电压示出为 K*Vin，其中K等于R2/(R2+R3)。应该理解的是，在Q2传导基极电流通过 R3时，在启动期间这种关系实际上不成立。然而在Q3截止时，在启动结 束时，Q2也停止导通并且其基极电流下降至非常小的寄生值。在R2和R3 的值足够小，这种基极电流被通过R2和R3的电流所淹没，并且以上关系 有效。

在所示结构中，Q3是P-沟道耗尽模式J-FET。当向栅极施加零电压 时，耗尽模式FET导通(传导)，并且当向栅极施加超过截止电压的电压 时，耗尽模式FET截止。在Vin等于零时，在启动操作的开始，Vg(Q3) 施加了0伏电压，并且Q3表现为如同是从Q2的发射极连接至返回电势的电 阻器。一旦Q2基极上的电压变得高到足以建立通过Q2的基极-发射极结的 电流流动，Q2开始传导。

这将建立通过电压产生(V-C)元件20的电流流动，所述电压产生 (V-C)元件20连接在Vin和Q1的基极之间。一旦V-C元件20产生的电压足 以建立Q1中的基极-发射极电流，那么集电极电流在Q1中流动。这种集电 极电流与Re(Q1)两端的电压成正比，所述Re(Q1)两端的电压等于V-C 元件20两端的电压减去传导的Q1的基极-发射极电压降(V_BE)。Q1集电极 电流Ic(Q1)在允许该集电极电流Ic(Q1)对Caux充电的路径中流动。

当将Caux充电至允许功率转换器启动的足够高的电压时，电流在初 级绕组Wpri(图1)中流动，并且通过磁耦合也在辅助绕组Waux中流动。 这种电流保持了Caux两端的电压Vaux作为电源稳态操作的一部分。此外， 在这一点，Vg发生器22产生非零栅极电压Vg(Q3)形式的抑制控制信号， 抑制控制信号被供应至Q3的栅极以便使Q3截止。当Q3截止时，没有电流 流过Q3，因此Q1截止并且用于对Caux充电的启动电流被终止。随着启动 电流的禁用，除了来自输入电压监测分压器R2、R3的小损耗之外，不存 在来自启动电路的功耗。

当Q3截止时，由R2和R3组成的分压器在Q2的基极上提供与输入电压 Vin成正比的电压。当Q3导通时，将相同的电压钳位为：导通的Q2的V_BE电压加上导通的Q3两端的电压降的最大值。为了当Q3导通时Q2导通，Q2 基极上的电压必须大于Q2是V_BE电压。Q2的基极电压也必须足以提供Q3两 端的电压，要求所述Q3两端的电压在最大Q3导通电阻下保持所需Ic(Q2) 电流。近似1V的最小分压电压将满足正确开启Q2的能力，并且在这种电 路的最实际应用中提供所需的Ic(Q2)电流。当Q3截止时信号K*Vin仅与 Vin成正比，并且没有Q2基极-发射极电流流动。在建立电源启动之后情 况将是如此，因为在稳态操作期间Q3将截止。因此，K*Vin可以用作稳态 操作期间Vin的代代表。

双极型晶体管或者增强模式MOSFET可以备选地用作开关晶体管Q3 以获得发射极开关配置的益处。然而，由于J-FET的常通特性(在不存在 栅极电压的情况下导通)，J-FET实现方式是实际的选择。在从Vin到BJT 的基极或到MOSFET的栅极添加分压器的情况下，可以在那些器件周围配 置发射极开关实现方式。这种实现方式可能对于具有较低输入电压的应 用是有用的。

图3示出了备选的实施例，其中利用R3和R1//R2建立分压器，所述 分压器在Q2的基极上提供比Vin小得多的电压，并且通过由二极管D3建立 的二极管压降来向上偏置所述分压器。在最小操作输入电压下将Vin分压 为比Q2的V_BE电压降小的值的情况下，使用D3。这种结构用于满足两个竞 争性设计目标。首先，为了限制离线AC/DC应用中的稳态功率损耗，可能 需要针对R3使用超过几兆欧的值。然而，将信号K*Vin供应至A/D转换器 沟道，为了精确的感测，所述A/D转换器沟道的输入阻抗可以小于10K欧 姆。在这种情况下，在最小输入电压下R1两端的分压电压过低以至于Q2 不能导通。D3旨在将Q2基极上的电压增加到可工作级别，而D4从输入电 压监测信号K*Vin减去由D1引入的误差。当Q2的发射极通过Q3与返回电势 实质上相连时，Q2基极上增加的二极管压降将足够导通Q2。R2两端的电 压将是在Q2基极上的电压以下的二极管压降，并且当Q3截止时，R2两端 的电压K*Vin实质上与Vin成正比，并且没有Q2基极-发射极电流流动。这 是建立电源启动之后想要的条件。

在根据图2的实施例中可用的电路部件的具体值：

R2  10K

R3  1.21M

R4  100K

Q1  PBHV9050T

Q2  PMBTA45

下面是在根据图3的实施例中可用的电路部件的具体值：

R1  10K

R2  10K

R3  6M

R4  100K

Q1  PBHV9050T

Q2  PMBTA45

图4示出了示出了三种不同类型的输入电压源14，例如所述输入电 压源可以与图2或图3的启动电路一起使用。由于使用常通器件Q3并且伴 随着不需要偏置电压，启动电路12能够通过整流正弦波的有效 (significant)部分产生启动电流。图4(a)的配置可应用于采用有源 功率因子校正(PFC)的电源，因此启动电路可以为用于有源PFC控制的 控制器提供启动电压。在PFC应用中，辅助绕组Waux可以是升压扼流圈上 的绕组或者PFC电路馈电的开关电源的变压器上的绕组。图4(b)的配置 是通过AC电压输入端和保持电容器的整流产生的DC源。图4(c)的配置 只是DC源。

图5示出了不同类型的电压产生(V-C)元件20和周围电路，所述周 围电路可以与Re(Q1)结合使用以确定Q1的集电极电流的值。图5(a) 示出了简单的电阻器，所述电阻器方便且廉价，但缺点是产生压降并因 此而产生随Vin而增加的启动电流。这将导致随着输入电压而减小的启动 时间。图5(b)示出了负温度系数(NTC)电阻器，其电阻的值随着温度 的增加而减小。如果需要在较高温度下减小启动电流以便减小压力，这 将是一种可能的考虑。

应该注意的是，NTC电阻器或装置是其相关特性(例如，电阻)根 据温度显著变化的器件，并且具体地是温度的反函数。因此，典型的NTC 系数可以是在-1％至-10％的量级，例如意味着电阻每摄氏度减小该比例的 量(例如，当NTC是-1％时，对于10°的温升，10K电阻减小至9.0K)。类 似地，PTC电阻器或器件具有类似幅度但是相反符号的系数，因此PTC的 电阻随着温度相应地增加。这与表现出较低温度依赖性的常规电阻器或 器件相反。例如，典型的薄膜电阻器可能具有在10^-4量级的温度系数，所 述温度系数在正常操作温度范围内对电路操作几乎没有影响或影响很 小。NTC和PTC器件对于温度变化响应更加显著，以实现对于电路操作的 更加显著和需要的变化。

如果要求与输入电压无关的启动电流，那么可以如图5(c)所示地 使用齐纳二极管。然而，齐纳二极管的潜在缺陷之一是要求获得器件两 端可预测击穿电压的电流。大多数齐纳二极管要求1mA至5mA的电流来建 立可预测的钳位电压。这将要求Rc(Q2)相对较小，因此，当传导电流 时这种电阻器将经受过大的功率损耗压力，从而需要被正确地设定大小。 这对于这种配置是不成问题的，原因在于，由于电路的目标是在稳态条 件下终止电流流动，所以这将是脉冲驱动的电流事件。

如果确定对于给定的应用而言使用齐纳二极管是不可接受的，那么 可以使用电压参考，如，Texas Instruments TLV431，在图5(d)中示 出了这种备选方案的两个变体。与TLV431等价的器件只要求100uA的阴极 电流来建立可预测的电压降，减小了Rc(Q2)的负担。如果要求精确的 启动电流，增加与电压产生元件串联的二极管将抵消Q1的VBE电压降，实 现了电压产生元件在Re(Q1)两端的更加精确的表示。图5(e)示出了 这种配置的两个变体。如图5(f)所示，与两个或多个串联二极管同样 简单的电路也可以用作电压产生元件20。第一二极管产生电压降来抵消 Q1的VBE，而附加的二极管导致了Re(Q1)两端的净电压，从而产生电流 流动。

图6示出了针对电阻器Re(Q1)的两种备选实施方式，电阻器Re是 为Q1提供发射极电流路径的电阻性元件。Q1的集电极电流近似等于在这 一电阻器两端施加的电压除以其电阻值。图6(a)示出了简单的电阻器， 其对于一些实施方式而言是良好的选择。图6(b)中示出的备选方案是 具有正温度系数(PTC)的电阻器，为了提供随着温度减小但是相对于变 化的输入电压实质上恒定的启动电流，可以使用PTC电阻器作为这种元 件。在这种情况下，对于V-C元件20，PCT将与来自图5(d)、5(e)和5 (f)之一的配置结合应用。PTC电阻器的电阻的值随着温度的升高而增 加。

再次参考图2，当Q1启用时，Rc(Q1)用于在Ic(Q1)路径上分配 功耗。在Q1以短路方式故障的情况下Rc(Q1)也限制了所述路径中的电 流，以防止Caux两端连接的部件的灾难性故障。在图2中将Rc(Q1)、Rc (Q2)和R3示出为简单的电阻性元件。在某些应用中，Vin可以使得这些 元件两端的电压降超过它们的额定电压。在这些情况下，可以用串联的 多个电阻器替代这些电阻性元件以便分配下降的电压，使得没有单独的 电阻器超过其额定电压工作。相对于功耗或额定脉冲功率，使用多个串 联的电阻器也可以是一种考虑。

图7示出了可以产生图2的控制信号Vg(Q3)的一些备选方式，具体 地，在Vaux超过期望电压之后产生分别将Q3截止的信号的一些实际方法。 图7(a)的结构是电阻分压器，所述电阻分压器将在Q3的栅极上建立电 压，所述电压在Caux充电时开始截止Q3电流流动。这是一种简单的电路， 所述电路在一些实施方式中工作，但缺点是没有滞后效应并且还产生模 拟截止而非数字开关截止。利用模拟截止，当随着Caux两端的电压的升 高，Q3的栅极上增加的电压将结夹断(pinch off)时，Q3不会突然截止， 而是相对缓慢地截止。这两种缺点均可以通过使用如图7(b)所示的比 较器配置来校正。

公开的启动电路的优点之一是能够向微控制器提供启动能量。微控 制器提供了产生对截止信号的最优控制的能力，并且可以为此目的如图7 (c)所示地被配置(微控制器示出为“PIC12F617”)。当电压Vaux达到 建立用于微控制器的操作电压的值时，微控制器可以管理Q3的截止。通 过微控制器内的模数转换器或比较器来监测与启动电压成正比的电压 K*Vin。然后，通过经由数字输出向Q3的栅极实际电压，使用软件算法来 决定何时终止启动电流源。

作为另一种可能的配置，可以使用具有启动滞后效应的传统电源控 制IC可以来截止Q3。在图7(d)的结构中，Texas Instruments的控制 器UC3842示出为从在Caux中存储的能量接收功率。当Vaux达到接通 UC3842d电压时，其参考管脚将跳到5V，并且这可以用作使Q3截止的电压。

图8描述了在开关电源的正常工作期间Caux两端的电压Vaux。从时 间t＝0处施加固定输入电压开始，电压Vaux随着用恒定电流对Caux充电而 上升。在时间T1，控制Q3的Vg发生器22确定Vaux已经达到所需的值，因 此将Vg(Q3)驱动到能够将Q3截止的电压。在这一点，电源的控制电路 被启用，并且从Caux汲取能量，从而使得Vaux开始随着能量被去除而减 小。在时间T2，Vaux尚未降低到控制电路的最小操作电压Vmin以下，并 且辅助绕组Waux已经变得能够向控制电路供应能量。在这一点上，传输 的能量使Vaux上升到额定(nominal)操作值，从而维持电源的连续操作。

图9描述了当由从Vaux供电的电路来控制的开关电源的输出之一上 发生过载故障时启动电路的操作。在该曲线上绘制了附加的信号Verror。 Verror是开关电源的误差电压，并且用于设置操作占空比以维持所需的 输出电压。如果电源的控制是数字的而不是模拟的，存在等效的操作参 数，所述等效的工作参数存在于控制软件中，其中可以针对类似行为而 查询所述控制软件。在模拟控制方法中，利用具有足够增益的放大器， 通过将受控输出电压与参考进行比较来产生这种信号。在数字控制方法 中，这种信号是计算的参数。在利用模拟控制的隔离电源的情况下，将 这种信号通过诸如光耦合器等隔离装置耦合至初级侧。在过载条件的情 况下，输出电压将下降为到参考值以下，并且Verror信号将增加到由 Ve_sat表示的饱和电平。如果这两种条件都存在，将Q3栅极的控制设计 为使得在达到所需波谷(trough)之前保持Q3截止。有时，在该点之前， 开关电源将关断。在所述波谷点，允许Q3导通使得可以补充Caux中的能 量。电源将尝试正常启动。如果消除了故障条件，电源将重启并且重新 建立正常操作。如果故障仍然存在，电源将继续接通和关断模式，意欲 减小故障条件期间的平均压力。通常将这种保护模式称作打嗝(hiccup)。 这种电路允许打嗝模式，可以通过Q3的栅极的控制来管理打嗝模式。

使用所公开的启动电路的一个优点是：在不需要启动电流源时，容 易接通和关断启动电流源以减小功耗。当利用微控制器控制Q3时，启动 电流源的容易接通和关断可以有利于解决在稳压电源中常发生的问题， 所述稳压电源在稳态操作期间采用辅助绕组来产生Vaux。这种辅助绕组 没有被稳压，而是耦接至产生稳压电压的绕组。因为辅助绕组在初级侧 而稳压绕组典型地在次级侧，安全性要求强制变压器(或耦合电感器) 结构使得对这些绕组之间的耦合进行折衷。在轻负载情况下，弱耦合可 以使得辅助绕组不能够提供使Vaux保持在控制电路的最小操作电压以上 所要求的能量。当通过微控制器控制时也可以利用图2的电路解决这种问 题，所述微控制器也监测用于设置稳压的误差电压。

参考图10A，示出了可以由微控制器执行的操作模式。微控制器可 以基于Verr和Vaux之间的关系来运行软件，所述软件在允许图9所示的操 作模式和强制如10所示的操作模式之间进行区分。当电源应该维持其输 出时，图10中的操作模式防止Vaux下降到最小值以下。这些是可以通过 以下方式来确定的：使用Verror来代表稳压输出是否正常(in  regulation)，在Vaux未处于饱和电平时也是如此。微控制器可以控制图 2的电路表现为重复脉冲驱动的电流源以保持Vaux在最小阈值以上。这不 是公开的启动电路的主要用途，而是另一种可能的操作模式。

图11是示例电源的详细示意图，所述示例电源使用启动电路，使得 提供Vin的有用监测，并且利用开关电流源截止的优势来限制启动之后的 静态(quiescent)功率损耗。在这种设计中，使用如上所述的多个选项 的一个集合来实现主要在图11的部分11B中示出的启动电路。

尽管已经具体地示出和描述了本发明的各种实施例，本领域普通技 术人员应该理解的是在不脱离如所附权利要求限定的本发明的精神和范 围的情况下可以进行形式和细节上的各种改变。