副边有源箝位电路及正激变换器

摘要

本发明公开了一种副边有源箝位电路及正激变换器，该副边有源箝位电路包括：原边绕组与输入端相连的变压器，所述变压器的原边异名端连接有开关管；电感一端与所述变压器的第一副边绕组的同名端相连，另一端连接输出端的正极；第一N沟道MOS管的漏极与所述第一副边绕组的同名端相连，且与所述电感并联，源极连接输出端的负极；第二N沟道MOS管的漏极与所述第一副边绕组的异名端相连，源极连接输出端的负极；由复位电容和箝位管构成的箝位电路，所述箝位管为P沟道MOS管，源极连接输出端的负极，栅极连接箝位管驱动电路，达到了在不受占空比的限制下，降低箝位管的承受电压应力，提高功率转换效率的目的。

说明书

技术领域

本发明涉及一种电力电子技术领域，特别是涉及一种副边有源箝 位电路。此外，本发明还涉及一种正激变换器。

背景技术

当今，在各种电子、电器设备领域得到广泛使用的直流开关电源， 其核心是DC/DC变换器，其中，正激变换器是DC/DC变换器的一种 重要形式。

在当前的电子技术领域中，正激变换器多采用原边有源箝位电路 实现磁复位，通常为保证原边有源箝位电路正常工作需要其工作在较 高的占空比范围内。然而，现有的原边有源箝位电路中的箝位管的电 压应力与输入电压有关，其电压应力随输入电压的电压范围的变化而 变化：如果箝位管驱动电压不足，箝位管不能完全导通，会造成巨大 损耗，相反，如果箝位管驱动电压过高，该箝位管需要承受较高的电 压应力甚至会被烧毁，，即箝位管电压应力受输入电压占空比的限制， 导致副边有源箝位电路无法适应宽输入范围场合进而降低了整个电路 功率转换的效率。

因此，现有技术中原边有源在工作时出现的箝位管电压应力高、 功率转换效率低的问题，是本领域技术人员目前亟需解决的问题。

发明内容

有鉴于此，本发明提供了一种副边有源箝位电路及正激变换器， 以达到在不受占空比的限制下，降低箝位管的承受电压应力，提高功 率转换效率的目的。

为解决上述技术问题，本发明提供一种副边有源箝位电路，包括：

原边绕组与输入端相连的变压器(T1)，所述变压器(T1)的原 边异名端连接有开关管(Q1)；

电感(L1)一端与所述变压器(T1)的第一副边绕组(T1A)的 同名端相连，另一端连接输出端的正极；

第一N沟道MOS管(Q3)的漏极与所述第一副边绕组(T1A) 的同名端相连，且与所述电感(L1)并联，源极连接输出端的负极；

第二N沟道MOS管(Q2)的漏极与所述第一副边绕组(T1A) 的异名端相连，源极连接输出端的负极；

由复位电容(C2)和箝位管(Q5)构成的箝位电路，其中，所述 复位电容(C2)的一端与所述第一副边绕组(T1A)的异名端相连， 且与所述第二N沟道MOS管(Q2)并联，另一端与所述箝位管(Q5) 的漏极相连；

所述箝位管(Q5)为P沟道MOS管，源极连接输出端的负极， 栅极连接箝位管驱动电路；

所述箝位管驱动电路用于当所述开关管(Q1)导通，所述第二N 沟道MOS管(Q2)导通，所述第一N沟道MOS管(Q3)截止时， 启动并将所述箝位管(Q5)的栅极电压箝位到零电位，使所述箝位管 (Q5)截止；及当所述开关管(Q1)关断，所述第二N沟道MOS管 (Q2)截止，所述第一N沟道MOS管(Q3)导通，所述电感(L1) 给所述复位电容(C2)充电时，启动并使所述箝位管(Q5)导通。

优选的，所述箝位管驱动电路包括：电容(C3)、电阻(R1)、二 极管(D1)和所述变压器(T1)的第二副边绕组(T1B)；

所述电阻(R1)和二极管(D1)并联，公共端分别与所述电容(C3) 的一端，及所述箝位管(Q5)的栅极相连，另一端连接输出端的负极；

所述第二副边绕组(T1B)的同名端与所述电容(C3)的另一端 相连，异名端连接输出端的负极；

当所述开关管(Q1)导通，所述第二N沟道MOS管(Q2)导通， 所述第一N沟道MOS管(Q3)截止时，所述第二副边绕组(T1B) 同名端为正，向所述电容(C3)充电，所述二极管(D1)导通，并将 所述箝位管(Q5)的栅极电压箝位到零电位，使所述箝位管(Q5)截 止；

当所述开关管(Q1)关断，所述第二N沟道MOS管(Q2)截止， 所述第一N沟道MOS管(Q3)导通时，所述电感(L1)给所述复位 电容(C2)充电，所述箝位管(Q5)的体二极管导通，将所述电容(C3) 与所述箝位管(Q5)栅极相连的一端电压拉低为负，所述二极管(D1) 反向截止，所述箝位管(Q5)导通，所述复位电容(C2)与所述电感 (L1)谐振。

优选的，所述箝位管驱动电路包括：电容(C3)、电阻(R1)、二 极管(D1)和所述电感(L1)的第三辅助绕组(L1A)；

所述电阻(R1)和二极管(D1)并联，且一端分别与所述电容(C3) 的一端和所述箝位管(Q5)的栅极相连，另一端连接输出端的负极；

所述第三辅助绕组(L1A)的同名端与所述电容(C3)的另一端 相连，且异名端连接输出端的负极；

当所述开关管(Q1)导通，所述第二N沟道MOS管(Q2)导通， 所述第一N沟道MOS管(Q3)截止时，所述电感(L1)和所述第三 辅助绕组(L1A)的同名端为正，所述电感(L1)通过所述第三辅助 绕组(L1A)向所述电容(C3)充电，所述二极管(D1)导通，并将 所述箝位管(Q5)的栅极电压箝位到零电位，使所述箝位管(Q5)截 止；

当所述开关管(Q1)关断，所述第二N沟道MOS管(Q2)截止， 所述第一N沟道MOS管(Q3)导通时，所述电感(L1)给复位电容 (C2)充电，所述箝位管(Q5)的体二极管导通，将所述电容(C3) 与所述箝位管(Q5)栅极相连的一端电压拉低为负，所述二极管(D1) 反向截止，所述箝位管(Q5)导通，所述复位电容(C2)与所述电感 (L1)谐振。

优选的，所述箝位管驱动电路包括：电容(C3)、电阻(R1)、二 极管(D1)；

所述电阻(R1)和二极管(D1)并联，且一端分别与所述电容(C3) 的一端和所述箝位管(Q5)的栅极相连，另一端连接输出端的负极；

所述电容(C3)的另一端连接到所述整流N沟道MOS管(Q2) 的栅极；

当所述开关管(Q1)导通，所述整流N沟道MOS管(Q2)导通， 所述第一N沟道MOS管(Q3)截止时，所述第二N沟道MOS管(Q2) 的栅极向所述电容(C3)充电，所述二极管(D1)导通，并将所述箝 位管(Q5)的栅极电压箝位到零电位，使所述箝位管(Q5)截止；

当所述开关管(Q1)关断，所述第二N沟道MOS管(Q2)截止， 所述第一N沟道MOS管(Q3)导通时，所述电感(L1)给所述复位 电容(C2)充电，所述箝位管(Q5)的体二极管导通，将所述电容(C3) 与所述箝位管(Q5)栅极相连的一端电压拉低为负，所述二极管(D1) 反向截止，所述箝位管(Q5)导通，所述复位电容(C2)与所述电感 (L1)谐振。

优选的，还包括：

并联在所述输出端的正极和负极之间的滤波电容(C1)。

优选的，还包括驱动单元。

优选的，所述第一N沟道MOS管(Q3)为续流N沟道MOS管， 所述第二N沟道MOS管(Q2)为整流N沟道MOS管。

优选的，所述开关管(Q1)的漏极与所述变压器(T1)的原边异 名端相连，栅极和源极分别与输入端相连；

当所述开关管(Q1)导通时，所述变压器(T1)的同名端为正， 异名端为负；当所述开关管(Q1)关断时，所述变压器(T1)的同名 端为负，异名端为正。

一种正激变换器，包括上述所述的副边有源箝位电路。

相较现有技术，本发明的有益效果是：

本发明所提供的副边有源箝位电路及正激变换器，该副边有源箝 位电路采用P沟道MOS管作为箝位管，该箝位管与复位电容构成箝 位电路，并且该箝位管的栅极连接箝位管驱动电路，当变压器原边开 关管导通，第二N沟道MOS管导通，第一N沟道MOS管截止时， 该箝位管驱动电路启动并将箝位管的栅极电压箝位到零电位，使所述 箝位管截止；及当开关管关断，所述第二N沟道MOS管截止，第一 N沟道MOS管导通，电感给复位电容充电时，该箝位管驱动电路启 动并使箝位管导通。本发明提供的上述副边有源箝位电路利用了箝位 管驱动电路来控制箝位管的截止或导通，且该副边有源箝位电路没有 叠加原边输入电压，这样箝位管的电压应力不受输入电压的影响，输 入电压的大小也不受限于箝位管的承受电压应力能力，使得该副边有 源箝位电路可应用于宽输入电压范围的场合且不受占空比限制，降低 箝位管的承受电压应力，进而提高了功率转换效率。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面 将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而 易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的实施例，对于本领域普通 技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据提供的附 图获得其他的附图。

图1为本发明实施例一提供的副边有源箝位电路的电路图；

图2为本发明实施例二提供的副边有源箝位电路的电路图；

图3为本发明实施例三提供的副边有源箝位电路的电路图；

图4为本发明实施例四提供的副边有源箝位电路的电路图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方 案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部 分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普 通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例， 都属于本发明保护的范围。

本发明的核心是提供一种副边有源箝位电路及正激变换器，以达 到在不受占空比的限制下，降低箝位管的承受电压应力，提高功率转 换效率的目的。

为了使本技术领域的人员更好地理解本发明方案，下面结合附图 和具体实施方式对本发明作进一步的详细说明。

实施例一

如图1所示，为本发明实施例一提供了一种副边有源箝位电路, 该电路包括：

原边绕组与输入端相连的变压器T1，所述变压器T1的原边异名 端连接有开关管Q1；

其中，本实施例采用N沟道MOS管作为开关管Q1，所述开关管 Q1的漏极与变压器T1的原边异名端相连，栅极和源极分别与输入端 相连；当所述开关管Q1导通时，所述变压器T1的同名端为正，异名 端为负；当所述开关管Q1关断时，所述变压器T1的同名端为负，异 名端为正。上述的分析适用于本发明其它的实施例。

电感L1一端与所述变压器T1的第一副边绕组T1A的同名端相 连，另一端连接输出端的正极；

第一N沟道MOS管Q3的漏极与所述第一副边绕组T1A的同名 端相连，且与所述电感L1并联，源极连接输出端的负极；

第二N沟道MOS管Q2的漏极与所述第一副边绕组T1A的异名 端相连，源极连接输出端的负极；

由复位电容C2和箝位管Q5构成的箝位电路，其中，所述复位电 容C2的一端与所述第一副边绕组T1A的异名端相连，且与所述第二 N沟道MOS管Q2并联，另一端与所述箝位管Q5的漏极相连；

所述箝位管Q5为P沟道MOS管，源极连接输出端的负极，栅极 连接箝位管驱动电路1；

所述箝位管驱动电路1用于当所述开关管Q1导通，所述第二N 沟道MOS管Q2导通，所述第一N沟道MOS管Q3截止时，启动并 将所述箝位管Q5的栅极电压箝位到零电位，使所述箝位管Q5截止； 及当所述开关管Q1关断，所述第二N沟道MOS管Q2截止，所述第 一N沟道MOS管Q3导通，所述电感L1给所述复位电容C2充电时， 启动并使所述箝位管Q5导通。

本发明所提供的副边有源箝位电路，采用P沟道MOS管作为箝 位管Q5，该箝位管Q5与复位电容C2构成箝位电路，并且该箝位管 Q5的栅极连接箝位管驱动电路1，当变压器T1原边开关管Q1导通， 第二N沟道MOS管Q2导通，第一N沟道MOS管Q3截止时，该箝 位管驱动电路1启动并将箝位管Q5的栅极电压箝位到零电位，使所 述箝位管Q5截止；及当开关管Q1关断，所述第二N沟道MOS管 Q2截止，第一N沟道MOS管Q3导通，电感L1给复位电容C2充电 时，该箝位管驱动电路1启动并使箝位管Q5导通。

本发明提供的上述副边有源箝位电路利用了箝位管驱动电路来 控制箝位管的截止或导通，且该副边有源箝位电路没有叠加原边输入 电压，这样箝位管的电压应力不受输入电压的影响，输入电压的大小 也不受限于箝位管的承受电压应力能力，使得该副边有源箝位电路可 应用于宽输入电压范围的场合且不受占空比限制，降低箝位管的承受 电压应力，进而提高了功率转换效率。

另外，本发明实施例一提供的是副边有源箝位电路，相较于现有 技术中大多数的需要采用专用驱动芯片为独立驱动电路的原边有源箝 位电路而言，本实施例并不需要专有的驱动芯片而是有效地利用了变 压器的副边电路，大大简化了原边有源箝位电路驱动电路的复杂度， 同时因为不需要专用驱动芯片也降低了在驱动电路方面的投入成本。 当然，本发明其它各实施例也具有上述特点，这也是必然的。

实施例二

基于上述本发明实施例一图1所公开的副边有源箝位电路，当所 述箝位管驱动电路不同时所述副边有源箝位电路的驱动信号来源存在 着不同，请参考图2，图2为本发明实施例二提供的副边有源箝位电 路的电路图，其中，所述箝位管驱动电路1包括：电容C3、电阻R1、 二极管D1和所述变压器T1的第二副边绕组T1B；

所述电阻R1和二极管D1并联，公共端分别与所述电容C3的一 端，及所述箝位管Q5的栅极相连，另一端连接输出端的负极；

其中，所述电阻R1和二极管D1并联，所述二极管D1的负极接 连接输出端的负极，本发明以下实施例也是如此。

所述第二副边绕组T1B的同名端与所述电容C3的另一端相连， 异名端连接输出端的负极；

当所述开关管Q1导通，所述第二N沟道MOS管Q2导通，所述 第一N沟道MOS管Q3截止时，所述第二副边绕组T1B同名端为正， 向所述电容C3充电，所述二极管D1导通，并将所述箝位管Q5的栅 极电压箝位到零电位，使所述箝位管Q5截止；

当所述开关管Q1关断，所述第二N沟道MOS管Q2截止，所述 第一N沟道MOS管Q3导通时，所述电感L1给所述复位电容C2充 电，所述箝位管Q5的体二极管导通，将所述电容C3与所述箝位管 Q5栅极相连的一端电压拉低为负，所述二极管D1反向截止，所述箝 位管Q5导通，所述复位电容C2与所述电感L1谐振。

其中，当所述开关管Q1关断，所述第二N沟道MOS管Q2截止， 所述第一N沟道MOS管Q3导通时，所述电感L1作为所述变压器T1 的副边励磁电感给所述复位电容C2充电；

当所述箝位管Q5的体二极管导通时，因为辅助绕组T1B的同名 端为负，电容C3与辅助绕组T1B同名端相连的一端电压变为负，又 由于电容两端电压不能突变，这使得电容C3与箝位管Q5栅极相连的 一端电压拉低为负；

所述二极管D1反向截止，所述箝位管Q5导通，所述复位电容 C2与所述电感L1谐振，完成复位。

以上之所以要复位，是因为开关管Q1关断后到下一次导通前必 须使励磁电流降为零，否则在下一开关周期内，励磁电流将在本周期 结束前的剩余值基础上继续增加，并在以后的开关周期中依次累加， 导致电感L1电感饱和，而饱和后励磁电流迅速增长，会损坏开关器 件。

在本发明公开的实施例二中，所述副边有源箝位电路的驱动信号 来源于第二副边绕组T1B。

本实施例采用第二辅助绕组T1B提供驱动电压，可以灵活设计驱 动电压，并且箝位管Q5的驱动电压为第二辅助绕组T1B的正反向电 压的叠加，驱动能力强，并且重点是该驱动电压能保证在很宽的输入 电压范围内基本恒定，提高了箝位管Q5的驱动效率，进而提高了副 边有源箝位电路的转换效率。

当然，这里需要提醒的是，箝位管Q5为PMOS管，此时，即使 输入电压变化很大箝位管Q5的驱动电压变化量也很小，这正好适应 了为MOS管的安全驱动电压一般都在一个较窄范围内，举个例子：

当输入电压在四倍左右输入(比如9～40V)变化时，现有技术箝 位管的驱动电压的变化量也是四倍左右，一般半导体MOS管可用的 驱动上限电压是18V，如果按照四倍计算，那驱动下限就只有4V，加 上过欠压要求，现有技术就无法满足要求。而利用本发明所产生的 PMOS驱动电压变化量只有1.65倍，则可以很容易把驱动电压设置在 8～13.2V，使得PMOS的驱动处于最优状态，进而提高驱动效率。

实施例三

基于上述本发明实施例一和实施例二所公开的电路，请参考图3， 图3为本发明实施例三提供的副边有源箝位电路的电路图，其中，所 述箝位管驱动电路1包括：电容C3、电阻R1、二极管D1和所述电 感L1的第三辅助绕组L1A；

所述电阻R1和二极管D1并联，且一端分别与所述电容C3的一 端和所述箝位管Q5的栅极相连，另一端连接输出端的负极；

所述第三辅助绕组L1A的同名端与所述电容C3的另一端相连， 且异名端连接输出端的负极；

当所述开关管Q1导通，所述第二N沟道MOS管Q2导通，所述 第一N沟道MOS管Q3截止时，所述电感L1和所述第三辅助绕组L1A 的同名端为正，所述电感L1通过所述第三辅助绕组L1A向所述电容 C3充电，所述二极管D1导通，并将所述箝位管Q5的栅极电压箝位 到零电位，使所述箝位管Q5截止；当所述开关管Q1关断，所述第二 N沟道MOS管Q2截止，所述第一N沟道MOS管Q3导通时，所述 电感L1给复位电容C2充电，所述箝位管Q5的体二极管导通，将所 述电容C3与所述箝位管Q5栅极相连的一端电压拉低为负，所述二极 管D1反向截止，所述箝位管Q5导通，所述复位电容C2与所述电感 L1谐振。

其中，当所述开关管Q1关断，所述第二N沟道MOS管Q2截止， 所述第一N沟道MOS管Q3导通时，所述电感L1通过所述第三辅助 绕组L1A作为所述变压器T1的副边励磁电感给所述复位电容C2充 电；

当所述箝位管Q5的体二极管导通时，因为第三辅助绕组L1A的 同名端为负，电容C3与第三辅助绕组L1A同名端相连的一端电压变 为负，又由于电容两端电压不能突变，这使得电容C3与箝位管Q5栅 极相连的一端电压拉低为负；

所述二极管D1反向截止，所述箝位管Q5导通，所述复位电容 C2与所述电感L1谐振，完成复位。

本实施例三与实施例二所公开的副边有源箝位电路所不同的是 箝位管Q5的驱动电路的驱动信号来源于所述电感L1的第三辅助绕组 L1A。

实施例四

基于上述本发明各实施例所公开的电路，请参考图4，图4为本 发明实施例四提供的副边有源箝位电路的电路图，其中，所述箝位管 驱动电路1包括：电容C3、电阻R1、二极管D1；

所述电阻R1和二极管D1并联，且一端分别与所述电容C3的一 端和所述箝位管Q5的栅极相连，另一端连接输出端的负极；

所述电容C3的另一端连接到所述整流N沟道MOS管Q2的栅极； 当所述开关管Q1导通，所述整流N沟道MOS管Q2导通，所述第一 N沟道MOS管Q3截止时，所述第二N沟道MOS管Q2的栅极向所 述电容C3充电，所述二极管D1导通，并将所述箝位管Q5的栅极电 压箝位到零电位，使所述箝位管Q5截止；当所述开关管Q1关断，所 述第二N沟道MOS管Q2截止，所述第一N沟道MOS管Q3导通时， 所述电感L1给所述复位电容C2充电，所述箝位管Q5的体二极管导 通，将所述电容C3与所述箝位管Q5栅极相连的一端电压拉低为负， 所述二极管D1反向截止，所述箝位管Q5导通，所述复位电容C2与 所述电感L1谐振。

其中，当所述箝位管Q5的体二极管导通时，因为第二N沟道 MOS管Q2的栅极为负，电容C3与第二N沟道MOS管Q2的栅极相 连的一端电压变为负，又由于电容两端电压不能突变，这使得电容C3 与箝位管Q5栅极相连的一端电压拉低为负；

本实施例四公开的副边有源箝位电路的实现方式，由于其主电路 采用了正激电路拓扑，副边同步整流，可以利用第二N沟道MOS管 Q2的栅极信号作为驱动信号，进一步使箝位管驱动电路1得以简化。

需要说明的是，本发明上述各实施例所公开的副边有源箝位电 路，还包括：

并联在所述输出端的正极和负极之间的滤波电容C1；

驱动单元2，所述驱动电路为常规驱动电路，用于从所述第一副 边绕组T1A的某一点上获取随变压器T1副边电压作相应时序变化的 电压以驱动第二N沟道MOS管Q2；

需要说明的是，该驱动单元2可以为Q2也可以为Q3的驱动信号 产生电路，这个信号可以从变压器来，也可以从原边电路过来，属于 常规电路。

优选地，上述各实施例中，所述第一N沟道MOS管Q3为续流N 沟道MOS管，所述第二N沟道MOS管Q2为整流N沟道MOS管；

综合上述实施例一至四，都是基于实施例一所公开的副边有源箝 位电路，针对当所述箝位管驱动电路1不同时所述副边有源箝位电路 的驱动信号来源存在不同的情况进行扩展的。实施例二中副边有源箝 位电路的驱动信号来源于第二副边绕组T1B，实施例三中副边有源箝 位电路的驱动信号来源于所述电感L1的第三辅助绕组L1A，实施例 四中副边有源箝位电路的驱动信号来源于第二N沟道MOS管Q2的 栅极。

基于上述各实施例所公开的副边有源箝位电路，本发明实施例五 提供了一种正激变换器，该正激变换器包括上述各实施例所公开的副 边有源箝位电路，其具体过程也可参见上述各个实施例。

本发明各实施例均利用上述各驱动信号来控制箝位管Q5的截止 或导通，且该副边有源箝位电路没有叠加原边输入电压，使得本发明 可应用于宽输入电压范围的场合，且不受占空比限制，降低了箝位管 Q5的承受电压应力，进而提高了功率转换效率；

另外，由于本发明各实施例采用的副边有源箝位电路没有叠加原 边输入电压，所以其中的复位电容C2和箝位管Q5承受的电压应力较 低，器件选用极为灵活，可以选用小封装，通用性强的器件，降低成 本。

以上对本发明所提供的副边有源箝位电路及正激变换器进行了 详细介绍。本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了 阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思 想。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发 明原理的前提下，还可以对本发明进行若干改进和修饰，这些改进和 修饰也落入本发明权利要求的保护范围内。