一种基于光自动增益控制的微波光子链路无杂散动态范围提高方法

摘要

提出了一种提高微波光子链路无杂散动态范围的新方法。本方法在链路的光电探测器前增加一个光自动增益控制功能，通过对进入探测器的光功率进行跟踪调谐，使得三阶交调的功率总小于噪底，同时保证基频项功率在噪底之上，从而达到提高无杂散动态范围的目的。该自动增益链路由光分束器、环形器、布拉格光纤光栅、光电探测器、电压转换模块以及一个光强度调制器构成。分束器将接收到的光分为两束，其中一束作为监测光，经过光栅滤出载波后进行光电转换，形成控制电压信号。该控制电压注入探测器前强度调制器的直流偏置输入端口，利用光波干涉原理，实现对另一束光的强度控制，达到了光学自动增益控制的功能，从而提升了整条链路的无杂散动态范围。

说明书

技术领域

本发明涉及一种提高微波光子链路无杂散动态范围的方法，更具体的说， 涉及电光强度调制与光自动增益控制的结合使用。

背景技术

微波光子学是一种交叉于微波领域与光子学领域的跨平台学科，于1991 年被正式提出，其实质是利用光子学的技术去产生、消除、处理、分析微波 信号。由于光信号低传输损耗等自身固有优势，微波光子学已经在众多的领 域中得以研究和应用，比如宽带无线接入网络、卫星通信、光信号处理、电 子战系统和光学相干断层成像技术等。这些应用领域中，人们在追求系统的 高速率、高带宽和大动态范围的同时，还对传输设备的尺寸、重量、低功率 表现、可调谐范围、抗电磁干扰能力有着很高的要求。

光载无线电(ROF)是微波光子学中一个主要的研究领域，相比传统的 传输链路，它具有带宽大、体积小、重量轻、损耗小、抗电磁干扰能力强、 低色散等多方面特点。对于最典型的ROF链路，发射端包括光源和电光调制 设备，微波信号在此被调制到光载波上；在接收端，这个光载微波信号将会 通过光探测器被解调出来。此外，ROF技术也被应用在很多领域，如相控 阵天线、宽带无线接入网络等。

在描述ROF链路的性能时，无杂散动态范围是一个重要的评价指标，它 可以衡量链路无解调杂散的情况下，接收微波功率的范围。在广泛应用的外 调制ROF链路中，由于马赫曾德尔调制器(MZM)内在的非线性传递函数， 调制在光载波上的信号会产生杂散频率成分，如谐波和交调失真(IMDs)。 在单倍频程的系统中，由于三阶交调(IMD3)的频率与输入信号频率的间隔 较小，不能通过滤波器将IMD3直接滤除，所以其成为了限制系统动态范围 的主要因素。

为了解决这个问题，人们提出了很多抑制IMD3的方法，其中包括使用 双平行MZM结合对其直流偏置的控制来实现IMD3抑制的方案和使用单 MZM通过改变其边带相位关系来实现线性化的方案。第一种方案需要严格 控制双平行MZM的三个直流偏置电压，很容易受到调制器直流漂移的影响， 而第二种方案需要用到复杂的仪器去控制光学边带相位，大大增加了系统的 成本。

发明内容

本发明的目的在于提供一种基于光自动增益控制的微波光子链路无杂 散动态范围提高方法。该方法可用于多种光载无线(ROF)系统中。

根据本发明，提供了一种光自动增益控制的方法。所谓光自动增益控制， 指的是将光载波作为监测对象，利用光载波与交调或谐波信号之间的功率关 系，控制光衰减器，对探测器前光强度实时调谐，从而锁定交调或谐波信号 的功率在一定范围。

本发明在实现过程中，具体包括：

在发射端，用一个马赫增德尔强度调制器将微波信号调制在光上。在接 收端，光经过分光器分为两路，一路进入环形器和布拉格光栅，滤出光载波， 对其进行光电转换，利用光载波与光学三阶交调项之间的功率关系，产生控 制电压；另一路光进入光强度调制器，控制电压加载在这个光强度调制器的 直流偏置输入端口中，由于光波干涉原理，光电探测器接收到的光强度会随 着控制电压而自动调谐，从而使三阶交调信号淹没在噪声之中，达到了提高 系统无杂散动态范围的目的。

附图说明

通过下面结合附图进行的对实施例的描述，本发明的上述或其他目的和 优点将会变得更加清楚，其中：

图1示出系统结构框图。

图2示出图一中电压转换模块的结构框图。

图3示出射频功率变化的情况下系统动态范围的改善图。

图4示出射频功率一定的情况下三阶交调抑制情况的改善图。

图5示出控制电压与输入微波功率的关系图。

具体实施方式

下面将结合附图对本发明的实施方式进行详细描述。

图1中描述了基于自动增益控制的高线性化微波光子链路的结构图。其 中S101为输入的激光器，经过偏振控制器S102，进入S103单电极马赫曾 德尔强度调制器，微波信号S104加载到S103的微波输入端口，直流偏置电 压S105加载到S103的偏置电压输入端口，使S103的传输函数处于正交偏 置点。调制后的光进入S106：50:50的光分束器，将光分为两路。其中一路 作为监测光，通过S107光环形器进入S108：布拉格光栅，具有射频频率的 光学边带被透射出去，光载波被反射回来注入S109光电探测器，探测出的 电信号S110再经过电压转换模块S111产生控制电压S112，S112注入到S113 单电极马赫曾德尔强度调制器的偏置电压输入端口；另一路光作为信号光， 进入S113，光强度就会受到控制电压S112的控制，光被衰减之后，进入光 电探测器S114，探测出的微波信号进入S115频谱分析仪进行信号分析。

系统的理论分析如下：经过光偏振控制器S102后，光进入S103马赫曾 德尔强度调制器进行调制，注入的S103的驱动电信号表达式为：

$V_1\left(t\right)=\frac{1}{2}[V_{\mathrm{DC}}+V_{\mathrm{RF}}(\sin {\omega }_{1}t+\sin {\omega }_{2}t)]$

其中V_DC为输入的直流偏置电压S105的大小，V_RF、ω₁、ω₂分别表示表 示驱动双音信号信号S104的幅度与两个频率，则此时输出的光场可以表示 为：

其中，E₀为输入调制器的光场，ω₀为光载波频率，V_π1表示S103的半波 电压，m表示S104相对于S103的调制深度，表示S103的直流偏置角。

经过S106，光被分为两束，其中一束作为监测光通过S107光环形器进 入S108布拉格光纤光栅。S108的透射谱和反射谱将光的载波和调制边带进 行分离，调制边带通过透射谱透射出去，而载波则被反射，表达式为：

该载波经过光探测器S109进行光电转换，探测出电信号S110为：

再经过S111对电压进行转换，就形成了控制电压S112，设其表达式为 V_ctrl，则：

V_ctrl＝I_ctrl·R·T

其中表示S109的响应度，R表示S109的匹配电阻，T是电压转换模 块S111的转换系数，其大小随微波输入功率的改变而改变。

另一束光作为信号光，进入第二个马赫曾德尔强度调制器S113，将控制 电压注入S113的偏置电压输入端口，输出光场可表示为：

$\left(\begin{array}{c}{E}_{\mathrm{out}2}=E_{\mathrm{out}1}·\cos \left(\pi \frac{V_{\mathrm{ctrl}}}{2V_{\pi 2}}\right)\\ =E_{\mathrm{out}1}·\gamma \left(V_{\mathrm{ctrl}}\right)\end{array}\right)$

这里我们设从上式我们可以看出，S113在这里 起到一个电控光衰减器的作用，可以通过控制V_ctrl的大小控制光场的强度。

光再经过光电探测器S114，可以得到基阶和三阶交调的数学表达式：

其中：

式中，表示S114的响应度，V_π2表示S112的半波电压，由此我们可以 看出，三阶交调项的功率随V_ctrl值的变化而变化，所以我们可以通过改变V_ctrl的值，使三阶交调功率小于噪声功率，从而达到提高动态范围的目的。

此时将V_ctrl的表达式带入上式，可以得到三阶信号的功率为：

在光电流较小的情况下，链路的噪底(NF)随光电流变化而变化的幅度 非常小，这里我们认为NF是一个常数，那么令I_IMD3(t)＝NF，再经过化简， 可以得到：

从上式我们可以看出，转换系数T随输入功率V_RF的增加单调减小，所 以只要我们找出链路中T与V_RF的函数关系，就能够通过设置T自动的控制三 阶交调的功率，使其淹没在噪底之下，达到提高无杂散动态范围的效果。

图2示出了图1中电压控制的电路示意图，电压控制模块主要由电放大 器S201、模数转换模块S202、FPGA处理模块203和数模转换模块S204构 成。因为由S109探测出的电压为毫伏量级，而控制S113的控制电压S112 要求为伏量级，所以需要S201对电压进行放大。S202、S203、S204完成由 S109探测出的电压向控制电压S111的转换任务，采用的方法是对模拟的电 信号进行采样，转换为数字信号进行处理，再转换为模拟信号。

图3表示了与传统的未加增益控制链路的强度调制直接检测(IMDD)微 波光子链路相比，本方案无杂散动态范围的改善程度。本实验激光器的输入 光功率为15dBm，探测器响应度R＝0.6A/W，调制器S103偏置在正交偏置 点，即偏置电压S105为4.5V，调制器S113的消光比为40dBm，S301为未 采用光自动增益控制的IMDD链路的无杂散动态范围，为97dBm·Hz^2/3， S302为本方案无杂散动态范围，可以达到127dBm·Hz^2/3。可以看出，即当 输入功率达到0dBm时，三阶交调项功率超过噪底，开始抑制，当输入功率 为30.2dBm时，光功率达到了探测器S114的接收下限，此时不再衰减光功 率。红色虚线部分S303表示当S113停止增大对光功率的抑制后，三阶交调 与基阶信号的变化情况。

图4为未采用增益控制IMDD链路的光谱S401与本方案链路的光谱 S402仿真对比图。在输入功率为19dBm时，S401的三阶交调信号功率达到 了-65dBm，严重干扰了对基阶信号的探测；而在S402中，三阶交调信号被 抑制到了噪底之下，在探测过程中会被当作噪声对待，从而消除了对基阶信 号的干扰。

图5给出了输入微波信号S104的功率与控制电压S112的对应关系， 其中S501为实际测量得到的点，S502为根据这些点得出的拟合曲线。我们 可以看出，S104功率在-1dBm以下时，S112为3.5V，即S113偏置在最大传 输点；当S104功率超过-1dBm时，S112随S104的增加单调递增；当S104 功率超过17dBm后，曲线趋于平坦，此时S112偏置接近于最小传输点，对 光功率的抑制程度接近于S113的最大消光比。