一种AC-DC变换器输出电压的恒压控制方法及其电路

摘要

一种AC-DC原边反馈变换器输出电压的恒压控制方法，利用分压电阻采样辅助绕组上的电压后，通过反馈信号采样模块产生一个反映变换器输出电压状况的数字量输出给算法控制模块，由算法控制模块决定PWM波形的产生以调整变换器主开关管的开关时间，实现变换器的恒压输出。

说明书

技术领域

本发明属于隔离式电源变换器技术领域，特别涉及一种AC-DC原边反馈变换器输出 电压的恒压控制方法。

背景技术

随着移动便携式电子设备的迅猛发展，隔离式电源变换器得到快速发展。移动电子设 备的发展对于AC-DC电源变换器提出了新的要求，随着移动电子设备更趋轻便。迫切需 要AC-DC电源管理芯片能够更加的模块化，以减少对于外部元器件的要求，从而降低电 源变换器的体积和硬件成本。

传统的隔离式电源变换器如图1，采用直接采样副边输出电压的方法，通过光耦器件 达到原边与副边的隔离。变换器中输出电阻上的的电压通过光耦器件传递到原边作为输出 电压的反馈信号，以供电源控制器控制输出电压的恒定。这样就极大的增加了变换器的体 积以及硬件成本。

为了解决光耦隔离所带来的硬件成本和变换器体积问题。图2提供了一种基于原边反 馈的电源电压控制电路。该控制电路不是直接的采样输出电压通过光耦传输做为输出信号 的反馈信号，而是在变压器中增加了一个辅助绕组，辅助绕组上电压波形如图4。该控制 电路需要一个采样保持电路来测定辅助绕组上的电压值，从而利用该电压值推算输出电压 的情况，达到恒压控制的目的。

但是在实际情况中，该采样保持电路的精度是有限的，从而使采样电压和输出电压之 间存在误差，该误差会影响电压控制器的控制精度。并且误差值是随输入电压以及负载工 作情况的变化而变化的。

发明内容

针对现有一些技术的缺陷，本发明提供了一种AC-DC原边反馈变换器输出电压的恒压 控制方法及其电路。能够得到输出电压的精确反馈量，从而提高AC-DC变换器的恒压特 性，同时减少变换器的硬件成本和体积。

为实现上述发明目的，本发明采用的技术方案如下：一种AC-DC原边反馈变换器输出 电压的恒压控制方法，其特征在于：利用分压电阻采样辅助绕组上的电压后，通过反馈 信号采样模块产生一个反映变换器输出电压状况的数字量输出给算法控制模块，由算法 控制模块决定PWM波形的产生以调整变换器主开关管的开关时间，实现变换器的恒压输 出，包括以下内容：

(1)拐点处次级绕组上的电流下降为0，所对应辅助绕组上的该点电压为Vknee，当输 出电压满足反激式变换器的目标输出电压即恒压输出时，将会对应一个拐点电压 Vknee-ref，此时开关管关断距离拐点的时间记为Tr，Tr时刻点是对应拐点电压Vknee-ref 的时间点，在Tr点前后相同时间间距上选取两个时间点T1、T2；

(2)两个时间点T1、T2分别对应辅助绕组上的两个不同的电压Vknee，在每个开关周 期开关管关断之后，两个不同的电压Vknee之间存在电压差，记为ΔV；反馈信号采样模 块分别采样在T1、T2两个时间点上的电压，得出两个时刻的电压差值ΔV；

(3)定义变换器为目标电压输出时ΔV＝ΔVref，即在辅助绕组上Tr时间点刚好对应拐点 时T1、T2两个时间点上的电压差，反馈信号采样模块比较采样到的ΔV和ΔVref之间的大 小，根据比较结果，算法逻辑控制模块控制PWM波形产生模块产生PWM波形，调整变换 器主开关管的导通时间时间，具体分以下三种情况：

1)ΔV<ΔVref,表示当前状况下，Tr点的位置超过了拐点位置，表示负载电压过小，需 要增加开关管导通时间；

2)ΔV＝ΔVref,表示当前状况下，Tr点的位置刚好在拐点位置，当前的输出电压值处于 稳定的状态；

3)ΔV>ΔVref,表示当前状况下，Tr点的位置未到拐点位置，表示负载电压过大，需要 减少开关管导通时间。

上述AC-DC原边反馈变换器输出电压的恒压控制方法的控制电路，其特征在于，包 括反馈信号采样模块、算法控制模块和PWM波形产生模块；反馈信号采样模块的输入端 连接辅助绕组的反馈输出，反馈信号采样模块双向连接算法控制模块，算法控制模块双 向连接PWM波形产生模块，PWM波形产生模块的输出连接变换器主开关管的栅极；

反馈信号采样模块包括控制开关S1、S2，电容C1、C2，减法器和三态比较器，控制 开关S1、S2的输入端均连接在辅助绕组输出端，控制开关S1的输出端连接电容C1的正端 和减法器的同向输入端，控制开关S2的输出端连接电容C2的正端和减法器的反向输入端， 电容C1和C2的另一端均接地，减法器的输出ΔV连接三态比较器的同向输入端，三态比较 器的反向输入端连接恒定电压值ΔVref，三态比较器的输出端连接算法控制模块，算法控 制模块同时控制开关S1、S2在何时打开；

算法控制模块包括一个计时器，在系统时钟控制下，当开关管导通后，计时器开始 计时，当计时器计时为T1、T2时，算法控制模块分别打开反馈信号采样模块中的开关S1、 S2；

PWM波形产生模块内部包含一个RS触发器和一个驱动模块，PWM波形产生模块会 根据算法控制模块给出的控制信号，决定RS触发器何时输出“1”以及“0”，驱动模块的作 用则是提供大电流以驱动外围MOS管。

所说的反馈信号采样模块是一种基于两个开关电容的反馈电压采样电路，利用两个宽 度为一个时钟周期的脉冲给分别于T1、T2时刻给两个电容C1、C2充电，从而得到连个不 同时刻对应反馈波形上的电压差，当算法控制模块中的计时器计时到T1时刻的时候，给 反馈信号采样模块发送信号打开开关S1，下时钟中期则关断S1，辅助绕组上的波形将会 对电容C1充电一个周期，同理，当当前时刻为T2时，算法控制模块给反馈信号采样模块 发送信号打开开关S2，辅助绕组上的波形将会对电容C2充电一个周期，充电之后的电容 C1以及C2上的电压值经过减法器之后的输出ΔV接入三态比较器的同相输入端，三态比较 器的反相输入端接一个固定电位值ΔVref,该值对应的就是输出电压稳定为理想值时的输 出反馈电压在两个采样点上的电压差值，三态比较器能够反应ΔV和ΔVref两个输入量之间 的三种关系，即ΔV<ΔVref、ΔV＝ΔVref和ΔV>ΔVref。

附图说明

图1为传统光耦式隔离的电路图；

图2为采用辅助绕组电压的原边反馈电路图；

图3本发明电路方案框图；

图4为辅助绕组上的电压波形；

图5为本发明的采样原理说明；

图6本发明的反馈信号采样电路原理图。

具体实施方式

如图1，输出电压通过电阻R1连接一个光耦原件，光耦接收器接收光耦元件的信号， 将输出电压转化为反馈电压Vfb，控制器接收到反馈电压后与内部的参考电压进行比较， 决定开关管的导通时间。这个方案可以直接采样输出电压，但是增加了一个光耦合器件， 不利于降低反激电源的体积，同时增加了方案的硬件成本。

如图2，图中反馈信号不是直接来自输出电压，而是来自于一个辅助绕组上的电压。 该辅助绕组上的电压满足公式：

Vaux＝(Na/Ns)(Vo+Vd)

Vaux为辅助绕组上的电压，Na/Ns为辅助绕组和次级绕组的匝比，Vo为负载RL两 端的电压，Vd为输出整流二极管D1的导通压降，辅助绕组上的电压通过分压电阻R1以 及R2分压后作为反映输出电压状况的反馈信号，该反馈信号经过一个ADC将模拟量转 化为数字量之后，与控制模块内部的电压进行比较，然后决定开关的管的关断时间。该方 案的虽然避免了使用光耦合器件，但是输出电压的控制精度直接受ADC的采样精度的影 响，同时增加的ADC增加了控制器的复杂度。

如图3，本发明与传统方案相比，不仅没有采用光耦合器件，而且在减少了一个ADC 模块，反馈电压的采样在控制模块内部。辅助绕组上的电压经过分压电阻后作为控制器的 反馈信号。该控制器包括反馈信号采样模块、算法控制模块、PWM信号产生模块。反馈 电压信号经过反馈电压采样模块之后，产生一个反应输出电压状况的数字量输出到算法控 制模块，算法控制模块在根据该控制量决定DAC的输出以及PWM波形的产生。

图4是本发明对应辅助绕组上的波形与次级绕组上电流的对应关系，在开关管关断时 刻，次级绕组上的整流二极管D1导通，次级绕组上的电流开始下降，当次级绕组上的电 流下降为0的时刻，对应辅助绕组上的电压点我们成为Vknee。当输出电压满足反激式变 换器的理想输出电压时将会对应一个拐点电压成为Vknee-ref.只要该拐点电压是固定为 Vknee-ref，则可认为输出电压稳定。

图5详细的说明了发明采样方法。图中开关管关断时刻T0到图中Tr点的时间间隔为 一个固定值，该时间点对应为变换器输出电压为理想值时的拐点电压值。在图中Tr时刻 前后选两个时间点T1、T2，则T1、T2两时刻上的反馈电压会有一个差值。该电压差会 随Tr点在波形上的位置不同而变化。如图5B，该波形为输出电压为理想值时对应的反馈 电压波形，此时Tr点对应的是反馈电压的拐点，此时T1、T2两时间点对应的电压差值 记为ΔVref。如果某个时刻反馈电压波形满足ΔVref＝ΔV,则表示当前时刻的输出电压已经 稳定。如图5A，当输出电压值超过理想值时，此时Tr点处于拐点之前，相应的T1、T2 两时间点对应电压差值ΔV将小于ΔVref。图5C表示的是当前输出电压偏低时的状况， 此时Tr点位于拐点之后，相应的T1、T2两时间点对应电压差值ΔV将大于ΔVref。算法 控制模块根据ΔV与ΔVref之间的大小关系，调整开关管的开关时间，从而使输出电压向 理想电压逼近。

如图6，反馈信号采样模块是一种基于两个开关电容的反馈电压采样电路，该电路对 应本发明的T1、T2两个时间点对电压值之差的采样方法是：计数器计算到当前时刻为 为每个开关周期的T1时刻的时候，控制器发出一个宽度为1个CLK时间波形，将开关 S1打开一个时钟周期。该脉冲将会对电泳C1充电一个周期。同理，当当前时刻为T1时， 算法控制模块将会发出一个clk的高脉冲，将开关S2打开。此时C2电蓉将会被充电一个 时钟周期。充电之后的电容C1以及C2上的电压值支持对应的就是反馈信号在T1与T2 时刻的电压的差值。电容C1与C2分别接入减法器的同相和反相输入端，减法器的输出 我们记为ΔV。该输出值接入一个三态比较器的同相输入端，三态比较器的反相输入端接 一个固定电位值ΔVref,该值对应的就是输出电压稳定为理想值时的输出反馈电压在两个 采样点上的电压差值。三态比较器可以反应两个输入量ΔV和ΔVref之间的三种可能的关 系，分别为大于(ΔV>ΔVref)、等于(ΔV＝ΔVref)、小于(ΔV<ΔVref)。