基于CLL谐振变换的电磁共振式无线充电装置及控制方法

摘要

本发明公开了一种基于CLL谐振变换的电磁共振式无线充电装置及控制方法；微控制器获取直流母线电压，并控制双向AC/DC整流模块中MOS管的占空比实现输入直流母线电压的稳定；微控制器通过控制CLL谐振变换模块中MOS管的切换，将直流电逆变成交流电；发射端耦合谐振线圈将CLL谐振变换模块的逆变能量发射出去，传输到接收端耦合谐振线圈；接收端耦合谐振线圈接收到高频交流电后经过接收端AC/DC整流模块进行整流，稳压滤波后对蓄电池进行充电；微控制器获取蓄电池的端电压和充电电流，并控制CLL谐振变换模块MOS管的占空比，实现设定的充电电流和过充保护功能。能工作在零电压和零电流开关下，有效降低了开关损耗，提高了能量传输效率；减小了无线传输装置体积。

说明书

技术领域

本发明涉及无线充电领域，尤其涉及一种基于CLL谐振变换的电磁共振式无线充电装置及控制方法。

背景技术

全球面临着越来越严重的环境危机与能源危机，化石燃料的日益减少和环境问题的日益严重引起了全球的关注。电动汽车具有节能、环保等诸多优点，大力发展电动汽车成为解决危机的重要途径之一，是未来汽车行业发展的必然趋势。大规模电动车作为移动储能装备将是第三次工业革命(能源互联网)的重要支柱。现在电动汽车的发展面临着电池成本高、能量密度低于化石能源、质量大等一系列问题，无线充电技术为电动汽车的发展提供了一条新路。电动汽车通过无线充电的方式进行充电避免了直接的电接触，可以有效的减少充电时可能发生的事故。同时，大规模的建设无线充电的停车位和车库，使得人们可以在家或在停车场随时对电动汽车进行充电，不必去专门的充电站进行充电。而电磁共振式无线充电方式对水平位移不敏感的特性，使电动汽车可以在道路上行驶时一边行驶一边充电，这样可以极大的减少电动车电池的容量，使得电动汽车更加轻便实用。

目前，无线电能传输有三种实现方式，分别为电磁感应式无线充电方法、电磁共振式无线充电方法、远场辐射式无线充电方法。其中电磁感应式无线充电方法利用的是分离式变压器的原理，当充电装置的初级线圈通过一定频率的交流电时，通过电磁感应原理，次级线圈会产生一定的电流，从而将能量从发射端传输到接收端，实现了无线电能传输。该方法原理简单，容易实现，并且近距离能量传输效率很高，甚至可以达到99％；但是该方法的缺点在于传输距离过短，一般在厘米级甚至毫米级，位移或角度发生变化时，系统效率下降明显。电磁共振式无线充电方法利用了共振的原理，当能量发射装置与能量接收装置调整到统一谐振频率时，两装置共振，它们可以交换彼此的能量，从而将能量从发射端传输到接收端，实现了无线电能传输。该方法电磁辐射较小，对生命体影响小，对其他频率的电子产品影响小，传输距离适中，一般在分米级，对于非金属材料的障碍物穿透能力极强，小型的金属材料障碍物对其的影响也极小，可以同时对多个接收端供能，接收端线圈与发射端线圈之间的产生水平位移或旋转角度时，系统传输效率的变化很小；但是缺点在于传输效率不如电磁感应式无线充电方法，由于开关器件的限制，传输功率不高，系统谐振频率过高，频率的波动对系统效率影响很大，谐振线圈尺寸过大会影响系统的实用性。远场辐射式无线充电方法利用微 波或激光束可以携带能量进行传播的原理，发射端将电能转化为微波或激光束发射出去，利用二者的高穿透性，接收端接收微波或激光束，将其重新转化为电能，实现无线电能传输。该方法传输距离极长，可以达到几千米以上，定向性好；但是缺点在于电能传输频率高、效率低、微波式装置会有较强的电磁污染问题，可能会影响人体健康，激光式装置电光、光电转换效率很低，发射端装置与接收端装置互相要在可视范围内，并且中间无障碍。

在上述三种无线充电方法中，电磁共振式无线充电方法以其传输距离适中，传输效率较大，对非金属材料障碍物穿透性极强，对小型的金属材料障碍物的穿透性也很好，接收端线圈与发射端线圈之间的水平位移、旋转角度对其传输效率的影响较小，电磁辐射小，对其他频率的电子产品影响小，可以对多个同频负载供能等诸多优点，成为电动汽车无线充电方法的首选。而电磁共振式无线充电方法的谐振频率一般在几百千赫兹到几兆赫兹之间，如此高的开关频率造成了很大的开关损耗，不仅降低了整体强磁耦合谐振式无线充电系统的功率传输效率，还会使开关器件发热，甚至发生安全性事故。

发明内容

本发明的目的就是为了解决上述问题，提供一种基于CLL谐振变换的电磁共振式无线充电装置及控制方法，通过引入CLL谐振变换，实现高频逆变频率、发射端谐振电路的谐振频率和接收端谐振电路的谐振频率三者的一致，不仅实现了电磁共振的无线能量传输，而且同时实现了高频逆变器的零电压和零电流开关逆变。有效降低了开关管的开关损耗，提高了能量传输效率；并且由于逆变器可以工作在更高的频率下，减小了无线传输装置体积。

为了实现上述目的，本发明采用如下技术方案：

基于CLL谐振变换的软开关电磁共振式无线充电装置，包括微控制器、AC/DC整流模块、发射端稳压滤波电容、CLL谐振变换模块、发射端耦合谐振线圈、接收端耦合谐振线圈、接收端谐振电路电容、接收端AC/DC整流模块、接收端稳压滤波电容、蓄电池和三相电源；

所述AC/DC整流模块的输入端连接三相电源，输出端并联发射端稳压滤波电容后连接CLL谐振变换模块；

所述CLL谐振变换模块的输出端连接有发射端耦合谐振线圈，CLL谐振变换模块中的电感电容与发射端耦合谐振线圈组成发射端谐振电路；

发射端耦合谐振线圈与接收端耦合谐振线圈实现耦合作用，

接收端耦合谐振线圈串联接收端谐振电路电容后连接接收端AC/DC整流模块；

所述接收端耦合谐振线圈与接收端谐振电路电容构成接收端谐振电路，接收由谐振耦合磁场传递来的能量；

所述接收端AC/DC整流模块的输出端并联接收端稳压滤波电容后为蓄电池充电；接收端稳压滤波电容对接收端AC/DC整流模块得到直流电进行滤波，滤去高频交流部分；

所述AC/DC整流模块和CLL谐振变换模块中MOS管的开关接受微控制器驱动信号的控制，使CLL谐振变换模块的高频逆变频率、发射端谐振电路的谐振频率和接收端谐振电路的谐振频率三者一致，发射端与接收端的电路达到共振。

所述AC/DC整流模块为双向AC/DC整流模块，是由6个MOS管Q₁-Q₆构成的三相桥式全控整流电路；通过微控制器控制MOS管的占空比，实现对直流侧电压V_in的调节。

所述发射端稳压滤波电容包括串联的两个电容C_i1，C_i2，对双向AC/DC整流模块得到直流电进行滤波，滤去高频交流信号。

所述CLL谐振变换模块为H全桥电路；包括4个MOS管Q₁₁-Q₁₄，每个MOS管并联有一个二极管，分别为D₁₁-D₁₄，每个MOS管都对应有一个寄生电容，分别为C₁₁-C₁₄；4个MOS管及与其并联的二极管和电容构成H桥的4个垂直桥臂；中间横向桥臂包括串联的两个电感L₁和L₂，电感L₁和L₂串联后与电感L₀并联，并联后的整体再与电容C₁串联。谐振电容C₁和谐振电感L₁串联组成一种串联谐振电路，谐振频率f₁由L₁、C₁谐振产生，谐振电容C₁和由电感L₁、L₀并联等效的谐振电感L_eq组成另一种串联谐振电路，其中谐振频率f₂由L_eq、C₁谐振产生，在频率f₁和f₂范围内都可以实在软开关技术，从而减少4个MOS管Q₁₁-Q₁₄的开关损耗。

电感L₂为发射端耦合谐振线圈，与电容C₁和电感L₀、L₁组成发射端谐振电路，利用发射端耦合谐振线圈与接收端耦合谐振线圈的高耦合，将高频交流电能量发射出去。

所述接收端AC/DC整流模块为4个二极管D₁-D₄构成的单相全桥整流电路，将接收到的高频交流整流成直流。

所述微控制器产生脉冲宽度调制PWM信号，用于控制MOS管的开关；

所述微控制器还包括电压检测电路，电压检测电路将采集的电池组端电压、充电电流及输入直流母线的电压，通过模数转换端口送到微控制器的CPU。

基于CLL谐振变换的软开关电磁共振式无线充电装置的控制方法，包括以下步骤：

第一步，微控制器通过电压检测电路获取输入直流母线的电压，并控制双向AC/DC整流模块中MOS管Q₁-Q₆的占空比实现输入直流母线电压的稳定；

第二步，微控制器通过控制CLL谐振变换模块中MOS管Q₁₁-Q₁₄的切换，将直流电逆变成交流电；

第三步，发射端耦合谐振线圈将CLL谐振变换模块的逆变能量发射出去，并通过高频谐振耦合磁场，传输到接收端耦合谐振线圈；

第四步，接收端耦合谐振线圈接收到高频交流电后经过接收端AC/DC整流模块进行整流，再由接收端稳压滤波电容进行稳压和滤波，最后对蓄电池进行充电；

第五步，微控制器通过电压检测电路获取蓄电池的端电压和充电电流，并控制CLL谐振变换模块MOS管的占空比，实现设定的充电电流和过充保护功能。

所述第二步中，微控制器控制CLL谐振变换模块中MOS管Q₁₁-Q₁₄的开关频率设定在频率f₁和f₂之间，实现零电压、零电流开关逆变。

本发明的有益效果：

CLL谐振变换模块的MOS管Q₁₁-Q₁₄的切换频率设置在f₁(谐振电容C₁、谐振电感L₁的固定谐振频率)和f₂(谐振电容C₁、谐振电感L₁、L₀的固定频率)之间，实现零电压、零电流开关逆变，有效减少了开关损耗。

通过使用CLL谐振变换，有两个谐振频率，扩大了谐振频率范围，实现了全负载范围内开关管的零电压开关(ZVS)和次级整流二极管的零电流开关(ZCS)，消除了二极管的反向恢复损耗，减小了轻载时的环流损耗，改善了轻载效率。

由于CLL谐振变换模块的高频逆变频率、发射端谐振电路的谐振频率和接收端谐振电路的谐振频率三者的一致，所以发射端与接收端的电路共振，极大的加强了发射端耦合谐振线圈和接收端耦合谐振线圈之间的耦合程度，提高了能量传输效率。

由于实现了零电压、零电流开关，逆变器可以工作在更高频率下，有效提高耦合线圈的传输效率，并减小了电路体积；

CLL谐振变换的部分能量通过双向AC/DC整流模块变换回馈给电网而不是被消耗掉，减少了能量浪费，提高了工作效率。

附图说明

图1为本发明的组成示意图；

图2为CLL谐振变换的主电路图；

图3为CLL谐振变换的主要工作模态；其中，图3(a)为电路工作状态1的说明图；图3(b)为电路工作状态2的说明图；图3(c)为电路工作状态3的说明图；图3(d)为电路工作状态4的说明图；图3(e)为电路工作状态5的说明图；图3(f)为电路工作状态6的说明图；

图4为CLL谐振变换的关键工作波形；

其中，1、微控制器；2、双向AC/DC整流模块；3、发射端稳压滤波电容；4、CLL谐振变换模块；5、发射端耦合谐振线圈；6、接收端耦合谐振线圈；7、接收端谐振电路电容；8、接收端AC/DC整流模块；9、接收端稳压滤波电容；10、蓄电池；11、三相电源。

具体实施方式

下面结合附图与实施例对本发明作进一步说明。

如图1所示，为基于CLL谐振变换的软开关电磁共振式无线充电装置，包括微控制器1、AC/DC整流模块2、发射端稳压滤波电容3、CLL谐振变换模块4、发射端耦合谐振线圈5、接收端耦合谐振线圈6、接收端谐振电路电容7、接收端AC/DC整流模块8、接收端稳压滤波电容9、蓄电池10和三相电源11；

双向AC/DC整流模块2的输入端连接三相电源11，输出端并联发射端稳压滤波电容3后连接CLL谐振变换模块4；CLL谐振变换模块4的输出端连接有发射端耦合谐振线圈5，发射端耦合谐振线圈5与接收端耦合谐振线圈6实现耦合作用，

接收端耦合谐振线圈6串联接收端谐振电路电容7后连接接收端AC/DC整流模块8；接收端耦合谐振线圈6与接收端谐振电路电容7构成接收端谐振电路，接收由谐振耦合磁场传递来的能量；接收端AC/DC整流模块8的输出端并联接收端稳压滤波电容9后为蓄电池10充电。

双向AC/DC整流模块2，为6个MOS管组成三相桥式全控整流电路，电路中MOS管Q₁、Q₄组成一对桥臂，MOS管Q₃、Q₆组成另一对桥臂，MOS管Q₅、Q₂组成第三对桥臂，6个MOS管受微控制器驱动电路依次控制，导通顺序为MOS管Q₁-Q₂-Q₃-Q₄-Q₅-Q₆，形成整流电路，对三相电源11输入的交流电进行整流。

发射端稳压滤波电容3，为2个电容C_i1，C_i2串联，C_i1的正极连接整流电路输出的高压侧，C_i2的正极与C_i1的负极相连，C_i2的负极连接整流电路输出的低压侧，整体上2个电容串联后与双向AC/DC整流模块2并联。

CLL谐振变换模块4，包括一个H全桥，谐振电容C₁和谐振电感L₀、L₁。H全桥包括4个MOS管Q₁₁-Q₁₄和4个电容C₁₁-C₁₄组成的单相全桥电路，电容C₁₁-C₁₄分别依次与MOS管Q₁₁-Q₁₄并联，单相全桥电路中MOS管Q₁₁、Q₁₃组成一对桥臂，MOS管Q₁₂、Q₁₄组成另一对桥臂，4个MOS管受为控制器驱动电路控制，MOS管Q₁₁、Q₁₄接收一组驱动信号，MOS管Q₁₂、Q₁₃接收另一组驱动信号，形成逆变电路。中间横向桥臂包括串联的两个电感L₁和L₂，电感L₁和L₂串联后与电感L₀并联，并联后的整体再与电容C₁串联。谐振电容C₁和谐振电感L₁串联组 成一种串联谐振电路，谐振频率f₁由L₁、C₁谐振产生，谐振电容C₁和由电感L₁、L₀并联等效的谐振电感L_eq组成另一种串联谐振电路，其中谐振频率f₂由L_eq、C₁谐振产生，在频率f₁和f₂范围内都可以实在软开关技术，从而减少4个MOS管Q₁₁-Q₁₄的开关损耗。

发射端耦合谐振线圈5，即电感L₂，与电容C₁，电感L₀、L₁组成串联谐振电路，为发射端的谐振电路。接收端耦合谐振线圈6，即电感L₃，与电容C₂组成串联谐振电路，为接收端谐振电路。利用发射端的谐振电路与接收端的谐振电路的共振，实现能量的无线传输。

接收端AC/DC整流模块8，为4个二极管D₁-D₄组成的单相全桥整流电路，将接收端谐振电路接收到的高频交流电进行整流，单相全桥整流电路中二极管D₁、D₃组成一对桥臂，二极管D₂、D₄组成另一对桥臂。整流之后经过接收端稳压滤波电容9即电容C_o的稳压滤波之后，得到较为稳定的直流电。电容C_o并联在单相全桥整流电路的输出端，其中电容C_o的正极接电路输出的高压侧。经过的稳压滤波之后的直流电对蓄电池10进行充电。

微控制器1通过电压检测电路获取输入直流母线的电压，并控制MOS管Q₁-Q₆的占空比实现输入直流母线电压的稳定；微控制器1通过控制CLL谐振变换模块4中MOS管Q₁₁-Q₁₄的切换，将直流电逆变成交流电。特别地，当MOS管Q₁₁-Q₁₄的切换频率在谐振频率f₁和f₂之间时，实现零电压、零电流开关逆变。发射端耦合谐振线圈5将CLL谐振变换4的谐振能量发出，并通过高频谐振耦合磁场，传输到接收端耦合谐振线圈6，由于高频交流电频率、发射端谐振电路谐振频率、接收端谐振电路谐振频率三者相同，所以发射端与接收端的电路共振，极大的加强了发射端耦合谐振线圈和接收端耦合谐振线圈之间的耦合程度，提高能量传输效率。接收端接收到的高频交流电经过接收端AC/DC整流模块8整流之后，由接收端稳压滤波电容9进行稳压和滤波，对蓄电池10进行充电，实现了无线能量传输。微控制器1通过电压检测电路获取蓄电池10的端电压和充电电流，并控制CLL谐振变换模块4的MOS管，实现设定的充电电流和充电保护功能。

微控制器1产生脉冲宽度调制PWM信号，脉冲宽度调制PWM信号输出端通过驱动电路连接于双向AC/DC整流模块2的MOS管Q₁-Q₆和CLL谐振变换模块4的MOS管Q₁₁-Q₁₄，用于控制MOS管的开关；微控制器1还包括电压检测电路，电压检测电路将采集的电池组端电压、充电电流及输入直流母线的电压通过模数转换端口送到微控制器的CPU。

图2-4对CLL谐振变换的工作原理做进一步说明，图2为CLL谐振变换的主电路图，图3为CLL谐振变换的主要工作过程说明图，图4为CLL谐振变换工作时的主要波形。CLL谐振变换的工作分为六个工作状态。

图2是整体系统中的CLL谐振变换的电路图，在实际的谐振电路中，为使开关器件MOS管工作在零电压、零电流开关状态，应保证谐振电路工作在感性区域，所以，应当使开关器件MOS管的切换频率设置在f₁(谐振电容C₁、谐振电感L₁的固定谐振频率)和f₂(谐振电容C₁、谐振电感L₁、L₀的固定频率)之间。同时图2中也规定了图4中所涉及的电压电流值的正方向，下面依据图2-4对CLL谐振变换的工作状态与工作过程做进一步说明：

工作状态1：对应于图3(a)，图4的t₁-t₃时刻。在t₁时刻之前的t₀时刻，MOS管Q₁₁、Q₁₄已经在零电压的情况下导通，直到t₁时刻，谐振电路电流i_l由负值变为正值，C₁两端的电压U_C1达到反向最大值时，谐振电路的电流开始正向流动，U_C1变大，电容C₁开始放电，直到t₂时刻时，电容C₁电压U_C1为零，电容C₁放电完成，在电压V_in的作用下，电容C₁开始充电，直到t₃时刻时，该状态结束。

工作状态2：对应于图3(b)，图4的t₃-t₄时刻。在t₃时刻，MOS管Q₁₁、Q₁₄关断。此时，流过谐振电路的电流i_l对与MOS管Q₁₁、Q₁₄并联的电容C₁₁、C₁₄进行充电，使得开关器件MOS管Q₁₁、Q₁₄的两端具有很低的dv/dt，从而减小了开关损耗，实现了开关器件MOS管Q₁₁、Q₁₄的零电压关断。随后流过谐振电路的电流i_l对与MOS管Q₁₁、Q₁₄并联的电容C₁₁、C₁₄进行充电，使得电容C₁₁、C₁₄的电压U_C11、U_C14从零开始增大，并在t₄时刻达到最大电压V_in。与此同时，流过谐振电路的电流i_l对与MOS管Q₁₂、Q₁₃并联的电容C₁₂、C₁₃进行放电，使得电容C₁₂、C₁₃的电压U_C12、U_C13从最大电压V_in开始减小，并在t₄时刻达到零电压。此时，该状态结束。

工作状态3：对应于图3(c)，图4的t₄-t₆时刻。在t₄时刻，电容C₁₂、C₁₃的电压U_C12、U_C13达到零电压，使得并联开关器件在MOS管Q₁₂、Q₁₃两端的二极管D₁₂、D₁₃导通，流过谐振电路的电流i_l经由二极管D₁₂、D₁₃回馈电网，在该工作状态的这段时间内，由于并联开关器件在MOS管Q₁₂、Q₁₃两端的二极管D₁₂、D₁₃保持导通，与二极管并联的MOS管Q₁₂、Q₁₃两端电压U_Q12、U_Q13保持为零，直到t₅时刻，MOS管Q₁₂、Q₁₃开通，电路状态不变，由于此时电流仍由二极管D₁₂、D₁₃续流，MOS管Q₁₂、Q₁₃两端电压U_Q12、U_Q13保持为零，实现了开关器件MOS管Q₁₂、Q₁₃的零电压开通。直到t₆时刻电流反向，二极管D₁₂、D₁₃截止，该状态结束。

工作状态4：对应于图3(d)，图4的t₆-t₈时刻。在之前的t₅时刻，MOS管Q₁₂、Q₁₃已经在零电压的情况下导通，在t₆时刻时，谐振电路电流i_l由正值变为负值，电容C₁两端的电压U_C1达到正向最大值时，谐振电路的电流开始负向流动，U_C1变小，电容C₁开始放电，直到t₇时刻时，电容C₁的电压U_C1为零，电容C₁放电结束，在电压V_in的作用下，电容C₁开始充电，直到t₈时刻时，该状态结束。

工作状态5：对应于图3(e)，图4的t₈-t₉时刻。在t₈时刻，MOS管Q₁₂、Q₁₃关断。此时，流过谐振电路的电流i_l对与MOS管Q₁₂、Q₁₃并联的电容C₁₂、C₁₃进行充电，使得开关器件MOS管Q₁₂、Q₁₃的两端具有很低的dv/dt，从而减小了开关损耗，实现了开关器件MOS管Q₁₂、Q₁₃的零电压关断。随后流过谐振电路的电流i_l对与MOS管Q₁₂、Q₁₃并联的电容C₁₂、C₁₃进行充电，使得电容C₁₂、C₁₃的电压U_C12、U_C13从零开始增大，并在t₉时刻达到最大电压V_in。与此同时，流过谐振电路的电流i_l对与MOS管Q₁₁、Q₁₄并联的电容C₁₁、C₁₄进行放电，使得电容C₁₁、C₁₄的电压U_C11、U_C14从最大电压V_in开始减小，并在t₉时刻达到零电压。此时，该状态结束。

工作状态6：对应于图3(f)，图4的t₉-t₁₁时刻。在t₉时刻，电容C₁₁、C₁₄的电压U_C11、U_C14达到零电压，使得并联在开关器件MOS管Q₁₁、Q₁₄两端的二极管D₁₁、D₁₄导通，流过谐振电路的电流i_l经由二极管D₁₁、D₁₄回馈电网，在该工作状态的这段时间内，由于并联在开关器件MOS管Q₁₁、Q₁₄两端的二极管D₁₁、D₁₄保持导通，与二极管并联的MOS管Q₁₁、Q₁₄两端电压U_Q11、U_Q14保持为零，直到t₁₀时刻，MOS管Q₁₁、Q₁₄开通，电路状态不变，由于此时电流仍由二极管D₁₁、D₁₄续流，MOS管Q₁₁、Q₁₄的两端电压U_Q11、U_Q14保持为零，实现了开关器件MOS管Q₁₁、Q₁₄的零电压开通。直到t₁₁时刻电流反向，二极管D₁₁、D₁₄截止，该状态结束。至此，CLL谐振变换的一个完整的工作周期结束，电路重新回到下一个工作周期的工作状态1，并循环往复。

在CLL谐振变换的整个工作过程中，为了保证4个MOS管Q₁₁-Q₁₄正常实现零电压开关，应慎重选择死区时间t_d，必须保证MOS管在工作状态1和工作状态6中开通。如果死区时间过短，会因为MOS管的并联缓冲电容放电未完成而无法实现零电压开通，如果死区时间过长，会因为谐振电流到达零电压之后开始反向流动，缓冲电容开始充电，无法实现零电压开通。所以，必须要慎重选择死区时间t_d。

下面结合上述内容对本发明的有益效果做进一步说明：

(1)在对工作状态2-6的说明中，解释了CLL谐振变换对MOS管Q₁₁-Q₁₄实现零电压开通和零电压关断的过程，该过程中，减小了使用硬开关造成的不必要的能量浪费；

(2)使用软开关电路，实现零电压开通和零电压关断，减小了高频逆变对开关器件的损耗，减少开关器件发热量，减少开关器件散热的设计难度，提高开关器件的使用时间；

(3)使用软开关电路，减小了高频逆变对开关器件的损耗，使得开关器件的开关频率可以得到进一步的提升，则逆变器可以在更高频率下工作，这会提高耦合线圈的传输效率并减小系统的体积；

(4)在对工作状态3和6的说明中，CLL谐振变换的部分能量通过续流二极管和双向AC/DC变换回馈到电网而不是被消耗掉，有效减小了系统的损耗。

基于CLL谐振变换的软开关电磁共振式无线充电装置的控制方法，包括以下步骤：

第一步，微控制器通过电压检测电路获取输入直流母线的电压，并控制双向AC/DC整流模块中MOS管Q₁-Q₆的占空比实现输入直流母线电压的稳定；

第二步，微控制器通过控制CLL谐振变换模块中MOS管Q₁₁-Q₁₄的切换，将直流电逆变成交流电；微控制器控制CLL谐振变换模块中MOS管Q₁₁-Q₁₄的切换频率工作在f₁和f₂之间，实现零电压、零电流开关逆变。

第三步，发射端耦合谐振线圈将CLL谐振变换模块的逆变能量发射出去，并通过高频谐振耦合磁场，传输到接收端耦合谐振线圈；

第四步，接收端耦合谐振线圈接收到高频交流电后经过接收端AC/DC整流模块进行整流，再由接收端稳压滤波电容进行稳压和滤波，最后对蓄电池进行充电；

第五步，微控制器通过电压检测电路获取蓄电池的端电压和充电电流，并控制CLL谐振变换模块MOS管的占空比，实现设定的充电电流和过充保护功能。

上述虽然结合附图对本发明的具体实施方式进行了描述，但并非对本发明保护范围的限制，所属领域技术人员应该明白，在本发明的技术方案的基础上，本领域技术人员不需要付出创造性劳动即可做出的各种修改或变形仍在本发明的保护范围以内。