用于OFDM系统中的校准的IQ不平衡估算的回送技术

摘要

一种用于正交频分复用通信的收发器，具有发射器模块(1)和接收器模块(2)。发射器(1)具有I-路径(3)和Q-路径(4)以接收由信号发生器(9)提供的在多个子载波上的信号。接收器模块(2)具有接收器I-路径(7)和接收器Q-路径(8)以将信号传送给处理器(15)。通过信号发生器在一个发射器路径上发送样本信号(XI(k)、XQ(k))，来分别计算发射器和接收器的IQ不平衡。信号被施加到接收器路径(7、8)的一个输入端或每个输入端，以产生接收器输出信号(YI(k)、YQ(k)、RQ(k))。处理器(15)响应于输出信号以计算对于该子载波的发射器的IQ不平衡和接收器的IQ不平衡。校准器(19)和补偿器(20)响应于所计算的IQ不平衡以校正或补偿收发器频带的各个子载波。

说明书

技术领域

本发明涉及多载波通信系统领域，尤其涉及正交频分复用(OFDM)系统， 包括无线OFDM系统。

背景技术

正交频分复用，也被称作“多载波调制”(MCM)或者“离散多音频调制” (DMTM)，分割且编码高速输入的串行数据，在通信信道内在多个不同的载波 频率(称作“子载波”)下调制串行数据，以将数据从一个用户传输到另一用户。 串行的信息被分解成多个子信号，该多个子信号通过子载波被同时并行传输。

通过以符号的频率间隔来隔开子载波频率以传输，各个调制子载波的峰值 功率与另一调制子载波的零功率分量精确地对齐，从而提供了单个子载波的正 交性(独立性和可分性)。这允许良好的频谱效率(接近最佳)和最小的信道间 干扰(ICI)，即子载波间的干扰。

出于这些原因，OFDM被用于许多用途。许多数字传输系统已经采用OFDM 作为调制技术，例如数字电视地面广播(DVB-T)、数字音频广播(DAB)、地 面综合服务数字广播(ISDB-T)、数字用户线路(xDSL)、WLAN系统，例如基 于IEEE 802.11a/g标准的WLAN系统、有线TV系统等。

OFDM系统能够执行不同的调制方案，如PSK(相移键控)、BPSK、QPSK、 64-PSK…。

影响高阶调制OFDM系统(即，例如64-QAM及以上)的性能的主要模拟 故障之一是在发射器和接收器上的正交不平衡(称作IQ不平衡)。IQ不平衡导 致图像载波抑制(image rejection)限制，其损坏接收器的误差向量幅值(EVM)。

误差向量幅值或者EVM(有时也称作接收器星座误差或RCE)是用于量化 数字无线电发射器或接收器的性能的度量。由理想的发射器所发送的或者由接 收器所接收的信号会在理想的位置精确地具有全部星座点，然而，在实施中的 各种缺陷(例如载波泄露、低图像载波抑制比、相位噪声等)导致实际的星座 点以偏离理想的位置。

误差向量是I-Q平面中在理想的星座点和接收器所接收的点之间的向量。换 句话说，误差向量是实际的接收符号和理想符号之间的差值。被标准化成信号 功率的误差向量的平均功率是EVM。对于百分比格式，使用均方根(RMS)均 值。

误差向量幅值等于误差向量的幂与参考值的均方根(RMS)的幂的比值。 误差向量幅值以dB限定为：

P_误差是误差向量的RMS幂。

通常，设计者基于发射器链和接收器链的IQ-路径之间的布局匹配而利用良 好的设计和技术，以实现良好的IQ不平衡。已经提出了更新的构造，其内在地 对正交不平衡具有更高的容许性。有时，系统不匹配的特征在于实验室，且固 定校正以畸变前和/或畸变后的系数的形式被应用在数字域中(使用被称作格拉 姆-施密特(Gramm-Schmidt)正交化方法的方案)。利用该方法的问题在于其不能 够考虑程序、电压以及温度的变化。另一弊端在于其不能够周期性地在现场应 用(即，在OFDM系统的运行期间)。

不管全部这些技术，IQ不平衡仍然是主要的系统性能瓶颈和产品产率问题 之一。然而，最近的发展能够校正IQ不平衡。已经提出许多方法。一些方法利 用完全模拟的方法。然而，最有效的和常见的用于对抗WLAN系统中的IQ不 平衡的技术使用混合型(模拟和数字)方案。

根据利用该技术的发明者的实验，尽管该技术与所有现有的技术相比保证 相对更好的校正性能，但其具有两个主要的重要劣势：

●它基于在接收器中被ADC数字化的图像载波抑制信息。但是该图像载波 抑制信息被发现是LO频率的两倍。因此，图像载波抑制信息是频带外的信 号。因此，ADC(模数转换器)的带宽必须被扩展，使得其能够正确地使图 像信息数字化。这暗示这ADC设计的更复杂性和功率消耗更多。

●它显著地增加了模拟设计的复杂性，这是因为其需要实施RF包络检波器， 该RF包络检波器必须在用于IQ不平衡估算和校准之前是可自测的。

本发明提供了一种适于实施新型IQ不平衡估算技术以减少利用上述现有技 术中所经历的至少一些技术问题的收发器。

发明内容

根据本发明的第一方面，用于正交频分复用通信的发射器和接收器系统被 设置成能够使样本信号产生并沿着发射器的各个发射路径传播，并且使来自发 射器路径的输出端的样本信号施加于接收器的接收路径以产生用于一个子载波 的所接收的样本信号，处理器被配置成处理所接收的信号以计算对于子载波的 IQ不平衡。

因此，提供了一种用于正交频分复用信号发送和接收的收发器，包括：

发射器模块和接收器模块；

所述发射器模块具有用于同相信号的发射器I-路径和用于正交信号的发射 器Q-路径；

所述接收器模块具有用于接收同相信号的接收器I-路径和用于接收正交相 位的信号的接收器Q-路径；

其特征在于，设置回送系统，所述回送系统被布置成使得：

a.当第一信号(XI(k))被输入到第一发射器路径时，来自第一发射器路径的 第一输出信号(XI(k)’)通过对应于第一发射器路径的相位的接收器路径被回送， 且记录相应的输出信号(YI(k))，和

b.来自发射器路径的第一输出信号(XI(k)’)被回送至反相的接收器路径的 输入端，且记录反相的接收器路径的输出信号(YQ(k))，和

c.向第二发射路径的输入端施加第二信号XQ(k)，第二发射路径的输出 XQ(k)’被回送到对应相位的接收器路径的输入端，且记录对应相位的接收器路 径的输出信号(RQ(k))；

以及，响应于接收器路径的输出信号以计算接收器的IQ不平衡和发射器的 IQ不平衡的IQ不平衡计算模块。

根据本发明的第二方面，提供了用于计算正交频分复用信号发送和接收的 收发器中的IQ不平衡的方法，所述收发器具有发射器I-路径、发射器Q-路径、 接收器I-路径和接收器Q-路径，所述方法包括以下步骤：

向第一发射路径施加样本信号以产生第一输出信号(XI(k)’)；

向对应相位的第一接收器路径的输入端施加第一输出信号(XI(k)’)以产生 第一接收器输出信号(YI(k))；

向反相的第二接收器路径的输入端施加第一输出信号(XI(k)’)以产生第二 接收器输出信号(YQ(k))；

向第二发射路径施加第二输入信号(XQ(k))，所述第二传输信号为相移90 度的第一传输信号；

向第二接收器信道的输入端施加第二传输信道产生的输出(XQ(k)’)，以产 生第二接收器信道输出RQ(k)；

根据所述接收器路径的输出信号计算接收器的IQ不平衡和发射器的IQ不 平衡。

因此所计算的发射器IQ不平衡和接收器IQ不平衡可用于执行IQ校准。可 通过调节基带电路的DC偏移和滤波器截止频率以执行模拟校正来实现IQ校准。

所计算的发射器IQ不平衡和接收器IQ不平衡可被用于向子载波“k”中传 输的数字信号施加补偿。这可通过IQ预畸变和后畸变中的两者或一者来进行。

所述系统和方法可将相同的IQ不平衡校正和补偿应用于频带中的各个子载 波。然而，如果基带电路引起IQ不匹配，则可能需要(基带)频率相关的IQ 校准。在该情况下，IQ不平衡估算可被用于子载波的多个频率或每个频率。因 此，所述系统和方法可将校正和补偿应用于对应于各个估算的IQ不平衡的各子 载波。

附图说明

参照所示附图，仅作为示例，现将描述用于正交频分复用信号发射和接收 的收发器、以及计算这种收发器中的IQ不平衡的方法，其中：

图1示出EVM和图像载波抑制速率之间的关系。

图2示出在正交调制器/解调器中相位误差、幅值误差和图像载波抑制之间 的关系。

图3示出根据本发明的实施方式的用于估算TX和RX的IQ不平衡的收发 器模拟数字框图和3次回送场景。

图4示出具有IQ不平衡校准功能的802.11a的示例。

具体实施方式

图1示出在基于54-Mbps 802.11a的实施方式的示例中EVM和图像载波抑 制速率之间的关系。该图示出随着其图像载波抑制而变化的所测量的“理想的” 发射器的EVM。在低信号电平下EVM的降低是由于在低的功率电平下VSA(矢 量信号分析仪)的限制导致。虚线代表对于理想的VSA的外推值。仅基于前导 码的信道估算被用于VSA用于制图。

在该示例中，明显地呈现出为了满足54-Mbps 802.11a信号的EVM要求 (EVM＝-25dB)，系统的图像载波抑制必须超过大约-29dBc。

在图2中，可以看出，为了实现这种图像载波抑制，可容许5％的幅值误差 和2％的相位误差。

还应当注意到，在该示例中，假定在系统中不存在其他的故障。事实上不 存在这种情况，因此，需要系统预算，系统预算确定在出现其他故障下在系统 中可处理多少不平衡。对于发射器而言，EVM常常(必须)受到功率放大器的 非线性的限制。因此，期望相当最小化地降低其他的所有故障引起的EVM。因 此，非常期望超过-35dBc的最坏情况的图像载波抑制。

如更早所说明的，尤其用于802.11a标准(其从4.9GHz跨越到5.8GHz)， 通过过程、温度、供给电压和信道实现约-40dBc的图像载波抑制，是非常具有 挑战性的且需要校准步骤。

通过以下的等式，通过Q-路径相对于I-路径的相位不平衡和幅值不平衡评 估IQ不平衡：

相位不平衡＝I-路径信号的相位-Q-路径信号的相位+π/2

幅值不平衡＝I-路径信号的幅值/Q-路径信号的幅值

图3示出具有发射器块1和接收器块2的收发器。发射器包括发射器I-路径 3和发射器Q-路径4。各个发射器路径3、4传送信号给发射器输出端5。接收 器块2具有输入端6，其传送信号至接收器I-路径7和接收器Q-路径8中的每 个路径。

信号发生器9能够产生BPSK子载波信号(XI(k))，随后产生相应的相移 90度的信号XQ(k)。来自信号发生器9的这些信号在输入端可被应用于快速傅 立叶逆变换(IFFT)块。

发射器I-路径3具有将转换后的信号传送至发射器混频器11的数模转换器 10。信号发生器9还被设置成向Q-路径4施加信号。相似地，发射器Q-路径4 具有将转换后的模拟信号传送至发射器混频器12的数模转换器12。从发射器混 频器11和发射器混频器12输出的信号被传送至发射器输出端13。

接收器I-路径7被设置成通过模数转换器14将信号传送至信号处理器15。 类似地，接收器Q-路径8被设置成通过模数转换器16将信号传送至信号处理器 15。

这些回送电路的回送系统如下被添加到OFDM：

第一回送电路C1被设置成从发射器I-路径的发射器混频器11的输出端获取发 射器I-路径的输出信号(XI(k)’)且将其施加到接收器I-路径的输入端。

第二回送电路C2被设置成获取发射器I-路径的输出信号(XI(k)’)且将其施加 到接收器Q-路径的输入端。

第三回送电路C3被设置成获取发射器Q-路径4的输出且将其施加到接收器Q- 路径6的输入端。

在OFDM系统中，根据本发明的实施方式的IQ不平衡估算方法可包括八个 步骤。结合图3将详细说明这些步骤。该图3示出用于估算发射器(TX)和接 收器(RX)的IQ不平衡的收发器模拟和数字框图以及3次回送场景。

1.在TX的IFFT块的输入端，通过信号发生器9产生单个BPSK样本信号 XI(k)且该信号经由单个子载波k通过TX链被发送。由于XI(k)是BPSK样本， 因为XI(k)仅仅通过TX的I-路径传播，因此TX的Q-路径是非有效的。在下文 中，“k”代表子载波指数。它意味着，在基带中，子载波频率为k.Δf，其中， Δf为两个连续的子载波之间的频率间隔，在标准802.11a/g中Δf＝312.5kHz。

2.在I-路径的发射器混频器的输出端，沿着发射器I-路径通过XI(k)的发送 而产生的信号XI(k)’，通过回送电路C1被回送至I-路径7的接收器混频器17 的输入端。在接收器的FFT块的输出端，所接收的k^th子载波被保存为YI(k)。

3.在I-路径的发射器混频器的输出端，信号X_I(k)’被回送至Q-路径8的接收 器混频器18的输入端。在接收器的FFT块的输出端，所接收的k^th子载波被保 存，且将其命名为YQ(k)。

4.在该步骤中，根据以下等式估算接收器(RX)的IQ不平衡：

RX幅值误差＝幅值(YI(k))/幅值(YQ(k))

RX相位误差＝相位(YI(k))-相位(YQ(k))-π/2

在该步骤结束时，估算接收器的IQ不平衡。这以步骤5开始。

5.现在，接收器被用于估算发射器的IQ不平衡。在发射器的IFFT块的输入 端，样本信号X_I(k)被旋转+90度以产生单个信号XQ(k)，进而以单个子载波k 传输。该单个信号被施加至发射器模块1。由于XQ(k)是旋转了90度的BPSK 样本，故发射器的I-路径是非有效的，因为XQ(k)仅仅通过发射器的Q-路径传 播。

6.在Q-路径的发射器混频器的输出端，XQ(k)通过发射器Q-路径的传播而 形成的信号XQ(k)’被回送至接收器Q-路径的接收器混频器18。在接收器2的 FFT块的输出端，所接收的k^th子载波被保存为R_Q(k)。

7.根据以下等式估算发射器(TX)的IQ不平衡：

-TX幅值误差＝幅值(YQ(k))/幅值(RQ(k))

-TX相位误差＝相位(YQ(k))-相位(RQ(k))+π/2

8.所估算的IQ不平衡然后被用于一个或多个以下的动作：

-通过调节基带电路的DC偏移和滤波器截止频率而进行IQ校准。在图4 中，这被称作模拟校正。

-通过IQ预畸变和/或后畸变的IQ补偿。在图4中，这被称作数字校正。

图4描绘了具有IQ不平衡校准功能的基于802.11a实施的示例。DC偏移和 滤波器截止频率(在DAC中的调谐值)在根据先前说明的方法估算IQ不平衡 后通过校准程序来传送。

无线电设备中的IQ不平衡常常由LO(本地振荡器)发生电路而引起。因 此，IQ不平衡跨越OFDM信号的带宽常常是恒定的，固定的预畸变或后畸变相 位和幅值校正项对于校准系统是足够的。在该通常情况下，单个BPSK子载波 足以估算全部子载波的IQ不平衡。

然而，如果IQ不匹配由基带电路导致，则可能需要(基带)频率相关的IQ 校准。然而，在该先前描述的方法中出现的估算方法仍是可行的，但是可需要 在不同基带频率(不同的k值)下的多个BPSK子载波，即，对于不同的k值 必须重复所述8个步骤。

对于本案例研究中的WLAN收发器，发现通过模拟，3个不同的k值(在 OFDM信号频带内均匀分布)是足够的。

如果采用标准802.11a/g，则OFDM信号频带为52*312.5MHz＝16.25MHz， 其中，52是子载波的数目。标记为15、-2和-19的子载波为3个均匀分布的BPSK 子载波，其被选择以当在OFDM信号的全部带宽上的IQ不平衡不恒定时估算 IQ不平衡。

参照优选的实施方式描述了本发明，但是在要求保护的本发明的范围内， 其他的实施方式和变型是可能的。

相对于现有的估算方法，本发明的估算方法在精度、实施、可用资源的可 重复使用性、以及功率消耗方面具有许多优势。

使用本发明的方法，在芯片上在现场(即在运行期间)估算TX的IQ不平 衡和RX的IQ不平衡。估算结果被用作校准器19的输入，其中，校准算法用 于调节电路和获得最小化的IQ不平衡。估算结果被送入数字和/或模拟补偿器 20，以补偿IQ不平衡从而用于更好的检测。IQ不平衡校准算法和调谐以及补偿 是已知的。

与现有技术相比，最主要的优势在于不需要额外的模拟或数字硬件。

所述方法可被推广至任何基于TX和RX中的I-路径和Q-路径的收发器设计。