子带分裂器单元和提供有子带分裂器单元的包络曲线检测器

摘要

本发明涉及用于将宽带输入信号（G

说明书

背景技术

本发明涉及子带分裂器单元和提供有子带分裂器单元的包络曲线检测器。从美国专利5235647已知根据权利要求1的序言的子带分裂器单元。这个已知的子带分裂器单元与用于组合子带分裂器单元的K个窄带子带信号的相关联的子带组合单元一起操作，K个窄带子带信号用于生成宽带输出信号，其为子带分裂器单元的宽带输入信号的复制品。

在已知的子带分裂器单元中，宽带输入信号通过下采样转换成窄带（二次抽样）子带信号，且在子带组合单元中，这些窄带子带信号通过上采样转换回具有与输入信号之一相同的采样率的输入信号的复制品。

从美国专利5235647已知的子带分裂单元包括用于生成K个窄带子带信号的子带滤波器电路。与其一起协作的子带组合单元也包括用于组合K个窄带子带信号的滤波器电路，K个窄带子带信号用于生成子带分裂器单元的宽带输入信号的复制品。美国专利5235647提出选择不等于子带组合单元中的滤波器电路的滤波器长度的在子带分裂器单元中的滤波器电路的滤波器长度。因此实现的是，例如在子带分裂器单元的输入和子带组合单元的输出之间的传输路径的恒定传输质量下，例如在子带分裂器单元中的信号处理的复杂度被选择得较大，且在子带组合中的信号处理的复杂度较小。

发明内容

本发明的目的是提供改进的子带分裂器单元和与其一起协作的子带组合单元以及包括根据本发明的子带分裂器单元的包络曲线检测器。

这个目的被实现，因为根据本发明的子带分裂器单元由权利要求1的表征部分的特征表征。根据本发明的子带组合单元由权利要求8的特征表征。

根据本发明的包络曲线检测器由权利要求9的特征表征。

根据本发明的子带分裂单元和根据本发明的包络曲线检测器的有利发展由从属权利要求限定。

用于将输入信号分成频带的已知装置是滤波器组。通过其，从输入信号得到子带信号。一般这样的滤波器组具有子带信号除了可能的总延迟以外还加成地重构输入信号（和信号的守恒）的性质。

为了这个目的，已知的子带分裂单元例如从美国专利5235647已经提到的子带分裂单元包括：分析滤波器组，其中采样率减小（下采样）；以及对应的合成滤波器组，其中采样率增加（上采样），一般回到原始采样率。

已知频带的包络曲线信号可通过功率测量得到。还已知我们可通过对子带信号求平方来测量子带的功率，且视情况而定，随后进行平滑化。然而，缺点可能是，这些功率的积分和等于输入信号的积分功率（能量和的守恒）的条件通常不被满足。作为结果，对于宽带信号，其功率和不一定以没有误差的方式由子带包络曲线信号的集合体表示。

本发明的思想在于给分析滤波器组提供具有守恒和信号的性质的结构，且其中对应的合成滤波器组简化到子带信号的相加。这被实现，因为针对子带信号维持输入信号的采样率。

另一思想是包络曲线信号由子带功率信号形成，子带功率信号的积分和等于输入信号的积分功率（能量和的守恒）。为了这个目的，子带功率信号将输入信号的功率分成实质上相同的频带（输入信号被分成所述频带），以便形成子带信号。为了补偿关于子带信号的总能量的误差，滤波器组进一步由补充子带信号的多个输出扩展，补充子带信号也从输入信号得到。因此，存在每频带分配一个补充子带信号。从对应频带的平方子带信号和被分配到该频带的平方补充子带信号的组合导出每一个子带功率信号。这个效应是积分平方子带信号和积分平方补充子带信号除了可能的延迟以外还加成地重构积分平方输入信号（能量和的守恒）。

此外，平方补充子带信号的一部分在与平方子带信号组合之前可选地重新分布在子带之间。子带功率信号的导数的这个修改的形式影响较平滑的包络曲线信号。此外，导数的这个形式允许在信号分布的频带限制和功率分布的频带限制之间的一致性的优化。

附图说明

在图描述中，进一步详细地解释本发明。其中，

图1示出子带分裂器单元和子带组合单元的实施例，

图2示出根据图1的子带分裂器单元的发展，

图3示出在图1和2中的子带分裂器单元中的信号和滤波器电路的不同频率特性，以及

图4示出根据本发明的包络曲线检测器的实施例。

具体实施方式

图1示出根据本发明的子带分裂器单元100的实施例。子带分裂器单元布置成将宽带输入信号（G₁）分成K个窄带子带信号（L1、……、Lk、……、LK），其中K是大于1的整数。优选地，K≤32是有效的。宽带输入信号是例如音频信号，其可能已经被数字化，具有在一般15kHz到30kHz的数量级的带宽。窄带子带信号优选地是相同的相对带宽的带通信号和补充低通信号。K的一般值是10，其中带通信号均包括具有比2和1的频率范围（倍频滤波器组），且低通信号连接到这些频率范围中的最低者。“窄带”中的“窄”因此应被理解为：比（宽带）输入信号的带宽窄。

子带分裂器单元100被提供有用于接收宽带输入信号的输入端子101。此外，滤波器单元SBF₁、SBF2₁、SBF₃、……被提供成对用于生成K个窄带子带信号的宽带输入信号进行滤波。

滤波器单元SBF₁、SBF2₁、SBF₃、……被提供有耦合到子带分裂器单元的输入端子100的输入端子（103.1）和用于供应K个窄带子带信号的K个输出105.1、105.2、105.3、…... 、105.k。

子带分裂器单元100进一步被提供有用于供应K个子带信号的K个输出端子102.1、...、102.k、…、K 102.K，其中K个输出端子均与滤波器单元（SBF₁、SBF2₁、SBF₃、……）的K个输出之一耦合。

根据本发明，滤波器单元SBF₁、SBF₂、SBF₃、……被提供有K-1个子带滤波器电路SBF₁、……、SBF_k、……、SBF_K-1，其中子带滤波器电路SBF_k中的每一个子带滤波器电路被提供有输入（103.k）及第一输出（104.k）和第二输出（105.k）。子带滤波器电路SBF_k被提供有耦合在输入（103.k）和第一输出（104.k）之间的第一滤波器布置（LPF_k）以及耦合在输入（103.k）和第二输出（105.k）之间的第二滤波器布置（HPF_k）。

第k个子带滤波器电路的第一输出（104.k）耦合到第（k+1）个子带滤波器电路的输入SBF_k（103.k+1），第一子带滤波器电路（SBF₁）的输入（103.1）耦合到滤波器单元SBF₁、SBF₂、SBF₃、……的输入（103.1），……第k个子带滤波器电路的第二输出（105.k）耦合到滤波器单元SBF₁、SBF₂、SBF₃、……的第k个输出（105.k）以及第（K-1）个子带滤波器电路的第一输出（101.K-1）耦合到滤波器单元SBF₁、SBF₂、SBF₃、……的第K个输出（1-104.K）。

子带滤波器电路SBF_k的第一滤波器布置（LPF_k）适合于执行应用于在第一滤波器布置的输入处的信号的低通滤波，而第二滤波器布置（HPF_k）适合于执行应用于在第二滤波器布置的输入处的信号的高通滤波。

此外，可在子带滤波器电路的输入103.k和输出105.k之间的连接中提供延迟线D_k。然而，在这里已经提到的是，这些延迟线可已经被包括在与子带分裂器单元一起协作的子带组合单元中，而不是被包括在子带分裂器单元中。在图1中用参考数字110示意性指示这个子带组合单元。

子带组合单元110被提供有用于接收K个窄带子带信号的K个输入端子（111.1、……、111.k、……、111.K）和输出端子（112），且子带组合单元适合于组合用于生成宽带输出信号的K个窄带子带信号，宽带输出信号是在输出端子112处的子带分裂器单元100的宽带输入信号的复制品。子带组合单元110包括适合于使K个窄带子带信号的时间相等样本彼此相加以得到宽带输出信号的加法单元。

在延迟线D_k被容纳在子带组合单元100中的情况下，延迟线D_k连接在关于加法单元的上游。

值得注意的是，与根据现有技术的子带分裂器单元和子带组合单元相反，根据本发明的子带分裂器单元无下采样装置，且根据本发明的子带组合单元无上采样装置。因此，实现的是，子带组合单元不要求滤波器电路，使得滤波器电路的复杂度在子带组合单元中被省略。

稍后将参考图3描述子带滤波器电路SBF_k的操作模式。首先，将在图2中更详细地描述子带滤波器电路SBF_k的实施例。

图2示出在根据图1的子带分裂器单元100中的子带滤波器电路SBF_k的实施例。如已经参考图1描述的，子带滤波器电路SBF₁到SBF_K-1串联连接。在图2中，只有子带滤波器电路SBF_k的电路结构被详细给出。这不言而喻，其它子带滤波器电路以相同的方式被构建。

子带滤波器电路SBF_k中的第一滤波器布置LPF_k包括第一滤波器块301和第二滤波器块302的串联连接。这两个滤波器块301、302中的滤波器块被提供有延迟线305.1、305.2和信号组合单元，优选地是加法单元306.1、306.2，其中滤波器块301、302的输入耦合到延迟线305.1、305.2的输入和加法单元306.1、306.2的第一输入，延迟线305.1、305.2的输出耦合到加法单元306.1、306.2的第二输入，且加法单元306.1、306.2的输出耦合到滤波器块301、302的输出。

子带滤波器电路SBF_k中的第二滤波器布置HPF_k包括第三滤波器块303和第四滤波器块304的串联连接。这两个滤波器块303、304中的每一个滤波器块被提供有延迟线305.1、305.3和信号组合单元，优选地是减法单元307.1、307.2，其中滤波器块303、304的输入耦合到延迟线305.1、305.2的输入和减法电路307.1和307.2的第一输入，延迟线305.1、305.2的输出耦合到减法单元电路307.1和307.2的第二输入，且减法电路307.2和307.1的输出耦合到滤波器块303和304的输出。

此外，延迟线D_k被布置在这两个滤波器块303和304之间，虽然这当然不是绝对必要性。这个延迟线D_k同样可仅已经位于滤波器块304和输出102.k之间。

如在图2中看到的，滤波器块301和302共同具有其延迟线305.1。

在子带滤波器单元SBF_k中的滤波器块303-304中的延迟线305.1、305.2和305.3实现2^k-1.T的信号延迟，其中T是信号的采样值的采样时间。延迟线D_k实现（2^K-2^k）.T的信号延迟。

参考图3进一步解释子带滤波器电路SBF_k的操作。

图3a以示意性方式示出在输入101处的输入信号并示出宽带输入信号的带宽f₁，宽带输入信号作为信号G₁被供应到第一子带滤波器单元SBF₁。作为示例，假设24 kHz的带宽。低通滤波器电路LPF₁的低通滤波器特性和在第一子带滤波器电路SBF₁中的滤波器块301和302的串联连接在图3b中被指示并示出小于输入信号的带宽的带宽f₂，其在本例中等于12kHz。子带滤波器电路SBF₁的输出信号G₂的带宽因此小于输入信号G₁的带宽。高通滤波器HPF₁电路的高通滤波器特性和因此在第一子带滤波器电路SBF₁中的滤波器块303和304的串联连接在图3c中被指示并示出小于f₁的较低截止频率。在本例中，这个较低截止频率等于截止频率f₂，即，等于12kHz。高通滤波器电路HPF₁且因而滤波器块303和304的串联连接因此对输入信号G₁进行滤波，其关于带宽被限制到f₁，使得带通滤波的输出信号L₁在12kHz和24kHz之间形成，如在图3d中所示的。

图3b示出作为信号G₂被供应到第二子带滤波器电路SBF₂的输入信号的带宽。低通滤波器电路LPF₁的低通滤波器特性和在第二子带滤波器单元SBF₂中的滤波器块301和302的串联连接在图3e中被指示并示出小于输入信号G₂的带宽的带宽f₃。在本例中，带宽等于6kHz。子带滤波器SBF₂的输出信号G₃的带宽因此小于输入信号G₂的带宽。高通滤波器电路HPF₂的高通滤波器特性和因此在第二子带滤波器电路SBF₂中的滤波器块303和304的串联连接在图3f中被指示并示出小于f₂的较低截止频率。

在本例中，较低截止频率等于拐角频率f₃，即，等于6kHz。高通滤波器电路HPF₂且因而滤波器块303和304的串联连接因此对输入信号G₂进行滤波，其关于带宽被限制到f₂，使得在6kHz和12kHz之间的带通滤波的输出信号L₂被生成，如在图3g中所示的。

图3h到3j具有关于图3a到3g中的频率轴延伸的频率轴。图3h示出输入信号的带宽f_m，其作为信号G_k被供应到第k个子带滤波器电路SBF_k。高通滤波器电路HPF_k的高通滤波器特性和因此在第k个子带滤波器电路SBF_k中的滤波器块303和304的串联连接在图3i中被指示并示出小于f_m的较低截止频率。在本例中，由f_n指示的较低截止频率等于频率f_m的一半。高通滤波器电路HPF_k且因而滤波器块303和304的串联连接因此对输入信号G_k进行滤波，其关于带宽被限制到f_m，使得在f_n和f_m之间的带通滤波的输出信号L_k被生成，如在图3j中所示的。

图3k到3l具有关于图3h到3j中的频率轴延伸的频率轴。图3k示出输出信号L_K-1的带宽，输出信号L_K-1被供应到子带滤波器电路SBF_K-1的第二输出。以相同的方式，子带滤波器电路SBF_K-1在其第一输出处生成输出信号G_K和因而子带信号L_K。

对于K=10，截止频率在本例中在于(f_p=) 46.875Hz (f_o=)93.75Hz、187.5Hz、375Hz、750Hz、1.5kHz、3kHz、(f₃=) 6kHz (f₂=)12kHz和(f₁=) 24kHz处。

图4示出用于测量宽带输入信号例如在图1和2中的输入信号的K个子带信号的包络曲线的包络曲线检测器的实施例。如图4所示的包络曲线检测器包含在图1和2中的子带分裂器单元100的K-1个子带滤波器电路。此外，包络曲线检测器被提供有K-1个子检测器电路EDk，一个子检测器电路针对K-1个子带滤波器电路SBF_k中的每一个子带滤波器电路。此外，有第K个部分检测器电路ED_K。

K-1个子带滤波器电路SBF_k中的每一个子带滤波器电路被提供有耦合在子带滤波器电路SBF_k的输入103.k和第三输出414.k之间的第三滤波器布置。子带滤波器电路的第三子带滤波器布置BPF_k适合于执行应用于在第三滤波器布置的输入处的信号的带通滤波。

在图4中，滤波器电路SBF_k的第三子带滤波器布置BPF_k被构造为第五403和第六滤波器块410的串联连接。在图4中，第五滤波器块403被构造有延迟线305.1和减法单元电路307.1，而第六滤波器块410被构造有延迟线405.3和加法单元411。从图4清楚的是，第五滤波器块等于第三滤波器块403。此外，从图4清楚的是，第四滤波器块404和第六滤波器块410共同具有其延迟线405.3。

最后，在图3m中示意性指示存在于子带滤波器电路SBF_k的输出105.k和414.k处的输出信号L_k和N_k以及存在于接下来的子带滤波器电路SBF_k+1的输出105.k+1处的L_k+1的频率特性。

可清楚地看到，辅助信号N_k是在于在窄带子带信号L_k和L_k+1之间的频率范围内的窄带辅助信号。

K-1个辅助信号N_k的存在的原因是，虽然子带信号L_k加成地重构在输入101处的宽带输入信号的复制品（除了延迟以外，其对于当前的考虑因素是无关的），这些子带信号L_k的功率L_k²如果被积分，则通常不加成地重构在输入101处的积分宽带输入信号的积分功率。

如果只有子带信号L_k用于导出子带包络曲线，则在输入101处的输入信号的积分功率不能准确地由这样的子带包络曲线的总数表示，但在信号的相关性中将是有缺陷的。为了补偿这个误差，此外使用辅助信号N_k。

因为辅助信号N_k对正交系统补充滤波器组，所以它们以比例辅助信号功率a·N_k²的形式提供对加成重构的遗漏的功率，其中对于比例因子a，a=2的值是适合的。

对于每一个子带信号功率，对应的比例辅助信号功率加成地被相加，以便实现误差补偿。

K-1个子检测器电路ED_k中的每一个子检测器电路被提供有：

- 第一整流器电路，优选地，第一方波整形电路415，其具有耦合到子带滤波器电路SBF_k的输出105.k的输入以及输出，

- 第二整流器电路，优选地，第二方波整形电路416，其具有耦合到子带滤波器电路（SBF_k）的输出414.k的输入以及输出，以及

- 信号组合电路417，其具有耦合到第一和第二整流器电路（方波整形电路）415、416的输出的第一和第二输入以及输出。

方波整形电路优选地用作整流器电路，因为来自子检测器单元的包络曲线的总包络曲线最佳地表示在输入101处的输入信号的积分功率。

包络曲线检测器被提供有用于供应包络曲线信号的K个输出422.1 K、……422.k、……422.K，包络曲线信号为K个子带信号的包络曲线的测量。

子检测器单元ED_k被提供有附加的整流器电路，再次优选地是附加的方波整形电路420，其具有耦合到第（K-1）个子带滤波器电路SBF_K-1的输出的输入和耦合到包络曲线检测器的第K个输出422.K的输出。K-1个子带滤波电路SBF_k的信号组合电路417的输出耦合到包络曲线检测器的相关联的输出422.k。

优选地，K-1个子检测器电路ED₁到ED_K-1中的每一个子检测器电路进一步被提供有乘法器单元430，其被布置在子带滤波器电路SBF_k的输出414.k和信号组合电路417的第二输入之间。

乘法器单元430被布置成使在其输入处的信号乘以优选地等于2的乘法因子a。

在这个实施例示例中，包络曲线检测器具有用于接收辅助输入信号H₁的输入450。输入450优选地耦合到地。信号H₁作为辅助信号被供应到子检测器电路ED₁。此外，在包络曲线检测器中的K-1个子检测器电路ED₁到ED_C-1中的每一个子检测器电路被提供有辅助信号输入431和辅助信号输出432。

第一检测器电路的辅助信号输入耦合到输入450。第k个子检测器电路的辅助信号输入耦合到第（k-1）个子检测器电路的辅助信号输出。

第二信号组合电路433和第二乘法器单元434的串联连接被布置在子检测器电路的辅助信号输入431和辅助信号输出432之间。此外，减法电路435的形式的信号组合电路也被提供有耦合到加法电路433的输出的第一输入、耦合到乘法器电路434的输出的第二输入和耦合到加法电路417的第二输入的输出。乘法单元434和减法单元435的电路实现应用于加法单元433的输出信号与（1-b）的值的相乘，并导致被提供到加法单元417的第二输入的信号。

优选地，0 ≤ b ≤ 1对于值b保持为真。对于b = 0，它保持为真的是：子检测器电路然后被简化到去耦的检测电路（即，没有辅助信号Hk）及在乘法单元430的输出和加法单元417的第二输入之间的直接耦合，使得加法单元433和减法单元435可被省略。对于b = 0.5，它保持为真的是：部分检测器电路也被简化，因为减法单元435可被省略。

子检测器电路ED_k此外包含加法单元电路440，其具有与第（K-1）个子检测器电路的辅助信号输出耦合的第一输入和耦合到整流器电路（优选地，方波整形电路）420的输出的第二输入以及耦合到包络曲线检测器422.K的输出的输出。

加法单元417的输出信号是包络曲线信号P_K。

在这里指示的是，本发明不限于所示的实施例示例。本发明被限制到如权利要求所限定的实施例示例。