用于相干双二进制成形的PM-QPSK信号处理的方法和装置

摘要

用于接收包含正交双二进制调制信号的系统、设备和技术包括：使用恒定多模对所接收的信号执行信道均衡以获得一组信道估计系数和码元流，基于模数将码元流分割成三个分区，基于所分割的码元流来估计载波频率，使用最大似然算法恢复信号的相位，以及解码所分割的码元流以恢复数据。

说明书

相关申请的交叉引用

本专利申请要求于2012年8月9日递交的美国临时专利申请第 61/681,462号的权益。前述专利申请的全部内容通过引用被并入，作为本 申请的公开内容的一部分。

技术领域

本专利文件涉及用于处理光信号的系统、设备和技术。

背景

使用诸如光纤的光通信介质的网络变得越来越受欢迎，以满足不断增 长的带宽需求。光网络通常被用于将高带宽视频数据传送给用户/将来自用 户的高带宽视频数据传送到网络，并且还处于网络的回程操作中。

需要用于提高的光通信性能的技术。

概述

本专利文件提供了有助于提高光通信接收机的性能的系统、设备和技 术，等等。

在一个方面中，所公开的技术包括基于级联的多模算法的盲偏振解复 用技术、使用多模频率偏移估计(FOE)的正交相位信号键控的分割、以 及使用最大似然(ML)相位估计的载波相位恢复(CPR)。

该方面和其它方面以及各方面的实施方式在附图、说明书和权利要求 书中进行更加详细地描述。

附图简述

图1显示了(a)针对一个偏振的通过WSS或波形成形器进行的示例 性的正交双二进制(QDB)频谱成形的偏振调制QPSK(PM-QPSK)；(b) 在QDB频谱成形之前和之后的PM-QPSK信号的星座图。

图2示出了用于QDB频谱成形的PDM-QPSK的CMMA。

图3示出了QPSK分割和旋转。

图4是联合偏振QPSK分割FOE的方框图表示。

图5是基于QPSK分割/ML的两阶段相位估计的方框图表示。

图6示出了CMMA和CMA在不同的频谱成形带宽下的归一化抽头幅 度频率响应的实例。

图7A-7B示出了(A)区块大小N对FOE性能的影响；(B)FOE算 法在不同的频率偏移下的性能。

图8A-8B是以下的图形表示：(A)不同的线宽和QDB带宽下的最优 的组大小m随OSNR的变化；以及(B)不同的QDB带宽下的BER为1E-3 的OSNR损失随线宽的变化。

图9示出了不同的DSP方案的BER性能随QDB频谱成形带宽的变化 的仿真结果。

图10示出了不同的DSP方案的背靠背BER性能随OSNR的变化。

图11是光通信过程的流程图表示。

图12是光通信接收机的一部分的方框图表示。

图13描绘了光通信系统的方框图表示。

具体实施方式

以仿真结果和实验结果公开了并且展示了一种新颖的、基于多模盲均 衡(MMBE)的正交双二进制(QDB)频谱成形的偏振复用正交相移键控 (PM-QPSK)的数字信号处理(DSP)方案。用于该新颖的数字信号处理 方案的算法包括：用于盲偏振解复用的级联的多模算法(CMMA)、多模 QPSK分割的频率偏移估计(FOE)、以及使用最大似然相位估计的两阶段 载波相位恢复(CPR)。最终信号通过最大似然序列检测(MLSD)来检测， 得到数据BER测量结果。所公开的数字信号处理方案的可行性通过以下实 验来证明，即使用奈奎斯特WDM信道的25GHz带宽波形成形器的112Gb/s  QDB频谱成形的PM-QPSK信号的实验。

在本文件中使用了以下缩写词。

首字母缩写词 完全形式 ADC 模数转换 BER 误码率 CD 色散 CMA 恒模算法 CMBE 恒模盲均衡 CMMA 级联的多模算法 CPR 载波相位恢复 DSP 数字信号处理/处理器 ECL 外腔式激光器 FOE 频率偏移估计 ML 最大似然 MLSD 最大似然序列检测 MMBE 多模盲均衡 NWDM 奈奎斯特波分复用 OC 光载波 OSNR 光信噪比 PBC 偏振光束结合器 PDM 偏分复用 PM 偏振调制 PPG 脉冲波形发生器 QAM 正交幅度调制 QDB 正交双二进制 QPSK 正交相移键控 RD-CMA 半径定向恒模算法 SC 单个载波 SE 频谱效率 VVPE 维特比-维特比相位估计 WSS 波长选择开关

图13是其中可实施本文件公开的主题的技术的光通信系统100的方 框图表示。光发射机102通过光网络104向一个或者多个光收发机106发 送光信号。所发送的光信号可能经过中间的光学器件，诸如放大器、中继 器、开关等，为清楚起见，图13中未示出这些器件。所公开的传输技术 可以在发射机102的传输子系统中实施。所公开的接收技术可以在接收机 106的接收机子系统中实施。

近来，QDB频谱成形技术已经吸引了众多关注，这是因为尤其在100G (每秒100千兆位)和200G(每秒200千兆位)的相干光通信中其相对于 QPSK信号具有接近两倍的SE以及对信道串扰和CD的容忍度。通过使用 QDB格式和偏振复用(PolMux)方案证明了>4bit/s/Hz的SE，该方案增强 了对窄带光滤波的容忍度。然而，由于滤波效应引起的星座零点，用于PM  QPSK相干检测的常规CMBE算法不能与新技术兼容。为了允许使用常规 的基于DSP的方案，某些常规技术使用前置滤波和后置滤波阶段。还在 QDB系统中使用了基于八次幂的维特比载波相位恢复(CPR)。然而，在 常规技术中仅考虑一个偏振。先前还提出了使用半径定向恒模算法 (RD-CMA)的PM QDB系统。然而，该实施方式未能考虑到某些关键的 自适应均衡，包括载波频率偏移估计和相位恢复。在常规技术中，在PM  8-QAM系统中使用的级联的多模算法(CMMA)显示了良好的模数判定 性能，这提供了多模盲均衡(MMBE)被用于QDB PM-QPSK系统中的可 能性。另一方面，某些常规的实施例显示了用于QDB PM-QPSK信号的最 大似然序列检测(MLSD)的优点。

在本文件中，我们公开和提供了关于基于MMBE的QDB频谱成形的 PM-QPSK的数字信号处理(DSP)方案的实验结果。在一些实施例中，公 开了用于盲偏振解复用的CMMA算法、多模QPSK分割FOE以及使用 ML相位估计的两阶段CPR。最终信号通过MLSD进行检测，得到数据 BER测量结果。所公开的数字信号处理方案的可行性通过以下实验来证 明，即使用奈奎斯特WDM(NWDM)信道的25GHz带宽波形成形器的 112Gb/s QDB频谱成形的PM-QPSK信号的实验。

参考图1(a)和图1(b)，可以在电域中通过两个电低通滤波器或者 在光域中在光QPSK调制之后通过光带通滤波器来进行频谱成形，两者具 有相同的性能。如图1(a)所示，对于具有Rs码元速率的PM-QPSK信 号，我们使用具有Rs或者更小的3dB通带带宽的波形成形器或者波长选 择开关(WSS)160进行频谱整形。系统150包括光源ECL 152，I数据 154和Q数据156被调制到其上，以产生I/Q数据158，其接着通过WSS 160。 在图1(b)中示出了QDB频谱成形之前和之后的PM-QPSK信号星座图。 在QDB频谱成形之后，4个点的QPSK信号(162)变成了9个点的双二 进制QPSK信号，且由于滤波效应含星座图中的零点(164)。相较于QPSK， QDB成形的信号明显频谱更窄，并且还极大地抑制了频谱旁瓣。QDB  QPSK信号的9个点位于具有不同半径的三个圆上(见图2)。

根据三模星座位置，公开了用于QDB频谱成形的信号的新的多模DSP 方案。描述了包括偏振解复用、频率偏移估计(FOE)和载波相位恢复(CPR) 的这些DSP算法，并且接着如下仿真了112Gb/s QDB频谱成形的 PM-QPSK仿真结果。

用于QDBPM-QPSK的级联的多模算法

对于QDB频谱成形的PM-QPSK，典型的CMA不能很好兼容。这是 因为9个点的信号没有呈现恒定的码元幅度。这不仅导致均衡之后的额外 噪声，而且还引起滤波器抽头频率响应伴随的问题。因此，我们将在PM 8-QAM系统中公开的和使用的、具有良好的模数判定性能的CMMA用于 盲偏振解复用。

图2中示出了用于QDB频谱成形的PDM-QPSK信号的CMMA的一 些方面。其还为四蝴蝶配置的自适应数字均衡器。这里，ε_x,y是滤波器抽 头调整的反馈信号误差。通过引入三个参考圆A1～A3，如在8QAM信号 中工作的状况，对于理想QDB信号，最终误差可以达到0。R1～R3为三模 QDB PDM-QPSK信号的半径且Zx,y是均衡器的输出。因此，明显的是， 即使对于理想的9个点的信号，一般的CMA误差信号也将不会达到0。

联合偏振的QPSK分割FOE

已经在16-QAM的相干系统中呈现了关于FOE的分割方案，一般的m 次幂的算法还可以被用于FOE，其用于9个点的QDB频谱成形的信号进 行分割。另一方面，对于偏振复用的相干系统，两个偏振信号使用相同的 发射机和LO。以此方式，两个偏振信号都受到相同的频率偏移的影响。 为了解决这个问题，我们使用关于FOE的联合偏振QPSK分割算法。

图3和图4示出了公开的关于FOE的联合偏振QPSK调制分割算法 (JPMPA)的原理和方框图400。在通过CMMA进行偏振解复用之后，输 入的X和Y偏振码元(402)首先被分割成具有不同的圆半径(404、302) 的三组。在一些实施例中，只有连续的R1和R2码元对被选择(406)用 于估计，以降低算法的复杂度。然后R2码元首先被旋转-π/4的角度(408、 304)并且接着进行归一化(306)。然而，R1码元仅进行归一化(410)。 在此之后，两组可以用像星座一样的“QPSK”的方式结合在一起。以此方式， QPSK的4次幂的频率估计现在可以起作用。对于N对的R1和R2码元， 频率偏移引起的相位角估计为(412)：

$\Delta {\theta }_{\mathrm{est}}=2\mathrm{\pi \Delta }{f}_{\mathrm{est}}{T}_s=\frac{1}{4}\arg \underset{1}{\overset{N}{\Sigma }}{(S_{k+1}·S_k^{*})}^4---\left(1\right)$

这里，S_k是R1和R2组的结合的归一化码元，T_s是码元持续时间且 Δf_est是所估计的频谱偏移。接着可为两个偏振码元对频率偏移补偿对于第4次幂的操作，频率偏移Δf_est可以用[-1/(8T_s),+1/(8T_s)]进行估计。

两阶段QPSK分割/ML的载波相位恢复

如上所分析的，QPSK分割方案还可以被用于针对QDB频谱成形的信 号的CPR中。另一方面，最大似然算法显示了16QAM相位估计的良好的 改进和低的复杂度。以此方式，我们提出了基于QPSK分割/ML的两阶段 相位恢复，其在图5的系统500中关于X/Y偏振的输入502示出。

R1和R2环分割(504)、旋转以及归一化(508和510)的一些方面 与图3中示出的相同。实际上，FOE的分割步骤和相位恢复可以成为一体。 在此之后，以R2表示的码元首先被旋转-π/4的角度并且接着进行归一化， 而R1码元仅进行归一化且接着与R2码元相结合。这里，所有的结合的码 元都可以以组的方式进行使用，并且m是每个组中的码元的数目。以此方 式，可以用维特比和维特比相位估计(VVPE)来如下估计第一阶段的相 位

${\phi }_{\mathrm{est}}^1=\left(\underset{m}{\Sigma }{S}_k^4\right)/4---\left(2\right)$

基于ML的第二阶段的相位估计(514)如下：

${\phi }_{\mathrm{est}}^2={\tan }^{-1}\left(\mathrm{Im}\right[h]/\mathrm{Re}[h\left]\right),h=\underset{m}{\Sigma }{x}_k·y_k^{*}---\left(3\right)$

这里，yk是在第一阶段的相位恢复之后的xk的判定。在最终输出之 前实施了第二阶段的相位恢复。

仿真结果的性能

用所公开的DSP方案执行112Gb/s PM-QPSK信号的仿真。QDB频谱 成形由具有不同的3dB带宽的四阶高斯光带通滤波器(其接近于商用的波 形成形器)进行操作。在以上提及的DSP之后，通过MLSD来检测最终 输出，得到数据BER测量结果。

图6示出了CMMA和CMA抽头在采用从20GHz到28GHz的频谱成 形奈奎斯特带宽内的归一化抽头幅度频率响应。这里，Rs是码元速率。图 中显示出CMMA具有更好的频率响应性能，以压制噪声。针对成形器的 频谱成形，奈奎斯特WDM信道的在±Rs/2附近的噪声可以明显被增强。 然而，CMMA抽头在±Rs/2处于压缩中。以图6中的插图602示出CMMA 之后的星座图。

图7(a)示出了在不同的QDB频谱成形带宽和OSNR(图表702)下 所公开的FOE算法的方程1中的区块大小N对BER性能的影响。这里， 我们以Δf﹒Ts＝0.1保持偏移频率，并且以Δv＝100kHz保持信号源和LO 的线宽。我们可以发现，对于FOE，在不同的QDB频谱成形带宽和OSNR 下的最优区块大小是N＝10000(704附近)。图7(b)的图表752示出在 不同的QDB频谱成形带宽和为16dB的OSNR下，在整个FOE范围中的 不同频率偏移的FOR结果的性能。所公开的FOE算法显示出在不同的 QDB频谱成形带宽下在整个估计范围内有良好的估计精度。

图8(a)示出所公开的两阶段CPR算法的方程2和3中的最优的组 大小m在不同的线宽和QDB频谱成形带宽下随着OSNR而变化。图中表 明，最优的m随着OSNR和线宽减小。当ASE噪声在较小线宽的情况下 支配时，最优的m变得更大并且对ASE噪声更加敏感。另一方面，当ASE 噪声变大且OSNR变小时，相位估计和恢复要求更大的组大小m。图8(b) 中示出了在不同的QDB频谱成形带宽下随线宽Δv*Ts变化的OSNR损失 (在1x10-3的BER下)的仿真结果。25GHz的QDB带宽显示出最好的 性能，并且其可以容忍5E-4的Δv*Ts而具有1dB的OSNR损失。

图9示出了针对单载波(SC)和NWDM两者的、常规的CMBE的恒 模算法(906、908)和我们所公开的MMBE的多模算法的、随QDB频谱 成形带宽变化的背靠背BER性能的仿真结果。这里我们将OSNR保持为 16dB。图中显示出，所公开的MMBE方案(902、904)对强的QDB频谱成 形以及还有来自其它信道的串扰具有更好的容忍度。常规的用于NWDM 的CMBE由于串扰和强成形具有非常差的性能。图中还显示出，我们所公 开的MMBE方案的最优QDB频谱成形带宽对于SC是23-25GHz，且对 于NWDM是21-23GHz。

实验结果

所公开的方法的有效性也已经用28千兆波特的QDB频谱成形的 NWDM PM-QPSK背靠背实验进行了测试。NWDM子信道来自基于具有 25GHz的载波间隔和相等的音调功率的相位和强度调制器的梳状波发生 器(comb generator)。对于QPSK调制，28千兆波特的二进制电信号由具 有213-1的字长的双信道电脉冲波形发生器(PPG)产生。I/Q调制器在零 点处进行偏置并且以全摆幅进行驱动以实现零啁啾0和π相位调制。信号 的偏振复用通过偏振复用器来实现，该偏振复用器包含二等分信号的 PM-OC、提供150码元的延迟的光延迟线、以及重新结合信号的偏振光束 结合器(PBC)。偶数和奇数信道单独进行调制和偏振复用。在此之后，它 们被结合并且QDB频谱由具有19.5GHz间隔和25GHz间隔的3dB带宽的 商用WSS来成形。在接收机处，利用具有0.4nm的3dB带宽的一个可调 谐带通滤波器(BPF)来选择被测量的子信道。在接收机处利用了偏振和 相位不同的相干零差检测。这里，在发射机处的ECL和在接收机处的LO 的线宽都小于100kHz。在数字示波器中以50GSa/s的采样速率实现了模数 转换(ADC)。然后，接收到的数据由计算机进行脱机数字处理。数据首 先被重新采样到56Gsa/s，并且接着在BER测量之前由所公开的用于偏振 解复用的MMBE算法、载波频率偏移估计和相位恢复进行处理。

图10示出了作为比较的、所测量的一般的CMBE和所公开的MMBE 方案的随OSNR变化的背靠背BER性能(1000)。图中显示出，我们的基 于多模方案MMBE(较低的曲线)的方案相较于常规的CMBE方案(较 高的曲线)显示出更好的BER性能。由这两个方案在19.8dB的OSNR下 获得的X和Y偏振的星座图也插入到图10(1006和1008)中。我们可以 看见由我们方案获得的9个点的星座的对噪声抑制增强。

我们已经公开了并且通过实验证明了基于MMBE的QDB频谱成形的 PM-QPSK的新颖的DSP方案。该新颖的DSP方案的算法包括用于盲偏振 解复用的CMMA、多模QPSK分割FOE以及使用ML相位估计的两阶段 CPR。由MLSD检测最终信号，得到数据BER测量。所公开的数字信号 处理方案的可行性通过112Gb/s PM-QPSK信号的实验来证明，其由用于 NWDM信道的25GHz带宽的波形成形器进行QDB成形。相较于常规 CMBE方案，我们的方案显示出更好的BER性能。

图11是用于光通信的方法1100的流程图表示。在一些实施方式中， 该方法可以在光通信系统的接收机侧进行实施。在1102处，接收了包含正 交双二进制调制的信号的、具有三模星座的信号。在一些实施方式中，可 以在电域中通过电低通滤波器频谱成形I和Q码元流来产生该信号。在一 些实施方式中，可以在利用光域QPSK调制I和Q码元之后使用光域带通 滤波器产生该信号。在一些实施方式中，可以使用具有预定数量(例如， 九个)的模的星座的星座。

在1104处，使用恒定多模对所接收的信号执行信道均衡，以获得一组 信道估计系数和码元流。在一些实施方式中，使用了诸如参考图2和图3 讨论的技术。

在1106处，基于模数，码元流被分割成三个分区。在一些实施方式中， 使用了另一预定数量(例如，九个)的分区。

在1108处，基于所分割的码元流来估计信号的载波频率偏移。

在1110处，使用最大似然算法来恢复信号的相位。

在1112处，解码所分割的码元流以恢复数据。

图12描绘了用于接收光通信信号的装置12的方框图表示。模块1202 用于接收包含正交双二进制调制的信号的具有三模星座的信号。模块1204 用于使用恒定多模对所接收到的信号执行信道均衡以获得一组信道估计 系数和码元流。模块1206用于基于模数将码元流分割成三个分区。模块 1208用于基于所分割的码元流来估计载波频率偏移。模块1210用于使用 最大似然算法恢复信号的相位。模块1212用于解码所分割的码元流以恢 复数据。

应该理解的是，公开了用于接收经调制的光信号的新颖技术。所公开 的技术通过在相同SNR下实现数量级更高的误码率(BER)或者此外在相 同的BER下实现3dB的提高而比常规技术提供更好的性能。

所公开的和其它的实施例、模块以及本文件中描述的功能操作可以用 数字电子电路系统、计算机软件、固件或者硬件(包括本文件中所公开的 结构和它们的结构等价物)或者其中的一个或者多个的组合进行实施。所 公开的和其它实施例可以被实施为一个或者多个计算机程序产品，即，在 计算机可读介质上编码的、用于数据处理装置执行的或者控制数据处理装 置的操作的计算机程序指令的一个或者多个模块。计算机可读介质可以为 机器可读存储设备、机器可读存储基板、存储器设备、影响机器可读的传 送信号的物质的组合物、或者其中一个或者多个的组合。术语“数据处理 装置”包含用于处理数据的所有装置、设备和机器，例如，包括可编程处 理器、计算机、多个处理器或者多个计算机。除了硬件之外，该装置可以 包括为所讨论的计算机程序创建执行环境的代码，例如，构成处理器固件、 协议栈、数据库管理系统、操作系统、或者其中的一个或者多个的组合的 代码。传送的信号是人为产生的信号，例如，机器产生的电信号、光信号 或者电磁信号，其被产生以编码信息用于传输到合适的接收机装置。

计算机程序(亦称为程序、软件、软件应用、脚本或者代码)可以用 任何形式的编程语言(包括编译或者解释语言)来编写，并且其可以以任 何形式进行利用，包括如独立程序或者如模块、组件、子例程或者适用于 计算环境中的用途的其它单元。计算机程序不一定对应于文件系统中的文 件。程序可以被存储在容纳其它程序或者数据(例如，存储在标记语言文 档中的一个或者多个脚本)的文件的一部分中，可以被存储在专用于所讨 论的程序的单个文件中或者多个协同文件(例如，存储一个或者多个模块、 子程序或者代码的一部分的文件)中。可以配置计算机程序以在一个计算 机或者多个计算机上执行，所述多个计算机位于同一位置或者分布在多个 位置中并且由通信网络进行互连。

本文件中描述的过程和逻辑流程可以由执行一个或者多个计算机程 序的一个或者多个可编程处理器来执行，以通过对输入数据进行操作并且 产生输出来执行功能。各个过程和逻辑流程还可以由专用逻辑电路系统来 执行，并且各装置还可以被实现为专用逻辑电路系统，例如，FPGA(现 场可编程门阵列)或者ASIC(专用集成电路)。

例如，适用于执行计算机程序的处理器包括通用微处理器和专用微处 理器，以及任意类型的数字计算机的任意一个或者多个处理器。通常，处 理器将从只读存储器或者随机存取存储器或者两者接收指令和数据。计算 机的基本元件是用于执行指令的处理器和用于存储指令和数据的一个或 者多个存储器设备。通常，计算机还将包括用于存储数据的一个或者多个 大容量存储设备，例如，磁盘、磁光盘或者光盘，或者计算机将操作地耦 合以从大容量存储设备接收数据或者发送数据至大容量存储设备，或者同 时进行发送和接收。然而，计算机不必具有这些设备。适用于存储计算机 程序指令和数据的计算机可读介质包括所有形式的非易失性存储器、介质 和存储器设备，例如包括：半导体存储器设备，例如EPROM、EEPROM 和闪速存储器设备；磁盘，例如，内置硬盘或者可移动盘；磁光盘；以及 CD ROM和DVD-ROM盘。处理器和存储器可以增补专用逻辑电路系统 或者并入到专用逻辑电路系统中。

虽然本专利文件含有许多细节，但是这些不应被视为对要求保护的或 者可以要求保护的本发明范围的限制，而是作为对特定实施例特有的特征 的描述。本文件中在单独的实施例背景下描述的某些特征也可以在单个实 施例中以组合方式进行实施。反过来，在单个实施例背景下描述的各个特 征也可以单独地在多个实施例中实施或者以任何合适的子组合的形式实 施。此外，尽管各特征在上文可能被描述为以特定组合形式起作用，并且 甚至最初如此被要求保护，但是在某些情况下可以从该组合删去来自所要 求保护的组合的一个或者多个特征，并且所要求保护的组合可以针对子组 合或者子组合的变体。类似地，虽然在附图中以特定顺序描绘各操作，但 是这不应理解为要求以所示的特定顺序或者以连续顺序来执行这些操作， 或者所有所示出的操作都被执行，以实现期望的结果。

仅公开了一些实例和实施方式。可以基于所公开的内容进行对所描述 的实例和实施方式以及其它实施方式的改变、修改和改进。