电力转换装置、具有该电力转换装置的电动机驱动控制装置、具有该电动机驱动控制装置的鼓风机和压缩机、以及具有该送风机或压缩机的空调机

摘要

本发明提供一种电力转换装置，在具有多个斩波电路部的结构中，以更加简单的结构，并且无论何种动作模式都能够提高抑制谐波电流的效果。电力转换装置包括：控制构成多个斩波电路部的各开关元件的开关控制单元（10）、整流电压检测单元、母线电压检测单元、以及母线电流检测单元，开关控制单元（10）包括：导通占空比计算单元（20），其基于母线电压和母线电流，计算针对多个开关元件的各驱动脉冲的基准导通占空比；导通占空比校正单元（23），其基于母线电流，以使各电抗器电流的变化量大致相等的方式校正基准导通占空比，并分别输出各驱动脉冲的导通占空比；以及驱动脉冲生成单元（24），其基于各导通占空比，生成各驱动脉冲。

说明书

技术领域

本发明涉及将交流电源转换为直流供给到负载的电力转换装置、具有 该电力转换装置的电动机驱动控制装置、具有该电动机驱动控制装置的 鼓风机和压缩机、以及具有该鼓风机或压缩机的空调机。

背景技术

为了抑制由电源电流中包含的谐波分量引起的障碍，国际上对产生谐波 电流的电子设备设有规定。为了满足该规定而采用下述对策：通过用转换器 进行AC(交流)或DC(直流)斩波来实施电源短路，抑制电源电流中包含 的谐波电流。

在进行DC斩波的转换器中，存在有交错式转换器，即，将多个斩波电 路部并联连接，使其以各自不同的开关相位进行开关，在作为流过各斩波电 路部的电流之和的输入电流中，通过使因开关引起的脉动相抵来抑制谐波电 流。在该方式中存在下述情况：各斩波电路部的开关相位偏离、或者开关导 通时间、开关导通/断开时的斜率等发生偏差导致流过各斩波电路部的电流 不相等，抑制谐波电流的效果会下降。与此相对，例如公开有下述技术：基 于分别流过多个斩波电路部的各电流值，预测在临界模式下用于控制各开关 元件的每个开关周期的各开关元件的断开时间，基于该预测结果对各开关元 件进行开关控制以使开关相位成为所期望的相位差，从而使得分配到各斩波 电路部的电流相等(例如专利文献1)。

专利文献1：日本特开2011-91981号公报

发明内容

然而，在上述以往技术中，由于需要对各斩波电路部个别地检测电抗器 电流，所以伴随有电流检测部的部件数量、体积、成本的增加。此外，由于 使各斩波电路部的各开关元件在临界模式下动作，所以电流的峰值较高，不 能应对峰值较低且适合大功率的连续模式。另一方面，存在下述问题：在连 续模式下进行动作的情况下，由于使各开关元件在电抗器电流的电流值不为 0的位置导通/断开，所以与在临界模式或不连续模式下进行动作的情况相 比，各斩波电路部之间的电流分配容易不相等，难以获得抑制谐波电流的效 果。

本发明是鉴于上述情况而完成的，其目的在于提供一种电力转换装置、 具有该电力转换装置的电动机驱动控制装置、具有该电动机驱动控制装置的 鼓风机和压缩机、以及具有该鼓风机或压缩机的空调机，该电力转换装置在 具有多个斩波电路部的结构中，以更加简单的结构，并且无论何种动作模式 都能够提高抑制谐波电流的效果。

为了解决上述问题、实现发明目的，本发明涉及的电力转换装置，其由 多个斩波电路部并联连接而构成，该斩波电路部由电抗器、开关元件和 防逆流元件构成，对整流交流电源的整流器的输出进行斩波升压，上述 电力转换装置的特征在于，包括：开关控制单元，其控制多个上述开关 元件；滤波电容器，其对多个上述斩波电路部的输出进行滤波；整流电 压检测单元，其检测从上述整流器输出的整流电压；母线电压检测单元， 其检测由上述滤波电容器进行滤波而得到的母线电压；以及母线电流检 测单元，其检测流过多个上述电抗器的电抗器电流相加后所得到的母线 电流，上述开关控制单元包括：导通占空比计算单元，其基于上述母线 电压和上述母线电流，计算针对多个上述开关元件的各驱动脉冲的基准 导通占空比；导通占空比校正单元，其基于上述母线电流，以使上述母 线电流的变化量大致相等的方式校正上述基准导通占空比，并分别输出 上述各驱动脉冲的导通占空比；以及驱动脉冲生成单元，其基于上述各 导通占空比，生成上述各驱动脉冲。

根据本发明，能够获得一种电力转换装置，在具有多个斩波电路部的结 构中，以更加简单的结构，并且无论何种动作模式都能够提高抑制谐波电流 的效果。

附图说明

图1是表示实施方式1涉及的电力转换装置的一结构示例的图。

图2是表示实施方式1涉及的电力转换装置的开关控制单元的一结构 示例的图。

图3是表示实施方式1涉及的电力转换装置的载波信号与定时值的关 系、以及各驱动脉冲的各波形的图。

图4是表示实施方式1涉及的电力转换装置的载波信号与定时值的关 系、以及各驱动脉冲的各波形的图。

图5是表示各开关元件的各导通期间内的母线电流的斜率的图。

图6是表示实施方式1涉及的电力转换装置的导通占空比校正单元的内 部功能块示例的图。

图7是实施方式1涉及的电力转换装置的载波信号、驱动脉冲和母线电 流的各波形图。

图8是表示在实施方式1涉及的电力转换装置的母线电流检测时点的母 线电流的斜率的图。

图9是表示实施方式1涉及的电力转换装置的开关动作模式的图。

图10是表示实施方式1涉及的电力转换装置的负载的一个示例的图。

图11是实施方式2涉及的电力转换装置的载波信号、驱动脉冲和母线 电流的各波形图。

符号的说明

1  交流电源(单相交流电源)

2  整流器(单相整流器)

2a～2d  整流二极管

3a、3b  斩波电路部

4a、4b  电抗器

5a、5b  开关元件

6a、6b  防逆流元件

7  滤波电容器

8  母线电流检测单元

9  母线电压检测单元

10  开关控制单元

11  整流电压检测单元

20  导通占空比计算单元

21  母线电流指令值控制单元

22  导通占空比控制单元

23  导通占空比校正单元

24  驱动脉冲生成单元

31  逆变器

32  电动机

33  逆变器控制单元

34  逆变器电流检测单元

具体实施方式

下面，参照附图，说明本发明的实施方式涉及的电力转换装置、具有 该电力转换装置的电动机驱动控制装置、具有该电动机驱动控制装置的鼓风 机和压缩机、以及具有该鼓风机或压缩机的空调机。此外，本发明不限于以 下所示的实施方式。

实施方式1

图1是表示实施方式1涉及的电力转换装置的一结构示例的图。如图1 所示，实施方式1涉及的电力转换装置包括：对单相交流电源(以下简称为 “交流电源”)1的交流电压进行整流的单相整流器(以下简称为“整流器”) 2、斩波电路部3a、3b、对斩波电路部3a、3b的输出进行滤波的滤波电容 器7、母线电流检测单元8、母线电压检测单元9和开关控制单元10。整流 器2是将4个整流二极管2a～2d进行桥式连接而构成。斩波电路部3a由电 抗器4a、开关元件5a和防逆流元件6a构成，斩波电路部3b由电抗器4b、 开关元件5b和防逆流元件6b构成，这些斩波电路部3a和斩波电路部3b并 联连接。各开关元件5a、5b例如由IGBT(Insulated GATE Bipolar  Transistor，绝缘栅双极晶体管)构成，各防逆流元件6a、6b例如由快恢 复二极管构成。

开关控制单元10基于母线电流检测单元8和母线电压检测单元9的各 输出信号，生成分别使各开关元件5a、5b动作的各驱动脉冲。母线电流检 测单元8检测从整流器2流向负载(未图示)、从负载流向整流器2的电流 即母线电流(Idc)，输出到开关控制单元10。母线电压检测单元9检测由 滤波电容器7对斩波电路部3的输出电压进行滤波而得到的电压即母线电压 (Vo)，输出到开关控制单元10。整流电压检测单元11检测通过整流器2 整流而得到的整流电压(Vds)，输出到开关控制单元10。

此外，在图1所示的示例中，虽然示出了交流电源1是单相交流电 源、整流器2是单相整流器的结构示例，但是也可以是交流电源1是三 相交流电源、整流器2是三相整流器的结构。此外，在图1所示的示例 中，虽然示出了将2个斩波电路部并联连接的结构示例，但是也可以是 将3个以上的斩波电路部并联连接的结构。

图2是表示实施方式1涉及的电力转换装置的开关控制单元的一结构 示例的图。如图2所示，开关控制单元10包括：具有母线电流指令值控制 单元21和导通占空比控制单元22的导通占空比计算单元20、导通占空比 校正单元23、以及驱动脉冲生成单元24。该开关控制单元10例如使用微处 理器这样的运算单元构成。

母线电流指令值控制单元21基于母线电压检测单元9的输出信号即母 线电压(Vo)和例如预先设定的母线电压指令值(Vo*)，计算母线电流指令 值(Idc*)。该母线电流指令值(Idc*)的计算，例如通过对母线电压检测 单元9的输出信号即母线电压(Vo)与母线电压指令值(Vo*)之差进行比 例积分控制来进行。

导通占空比控制单元22基于由母线电流指令值控制单元21计算出的母 线电流指令值(Idc*)和由母线电流检测单元8检测出的母线电流(Idc)， 计算各开关元件5a、5b的基准导通占空比(duty)。该基准导通占空比(duty) 的计算，例如通过对母线电流指令值控制单元21的输出即母线电流指令值 (Idc*)与母线电流检测单元8的输出信号即母线电流(Idc)之差进行比 例积分控制来进行。

导通占空比校正单元23对由导通占空比控制单元22计算出的各开 关元件5a、5b的基准导通占空比(duty)进行校正，生成开关元件5a的 导通占空比(Daon)和开关元件5b的导通占空比(Dbon)。

驱动脉冲生成单元24基于由导通占空比校正单元23生成的各导通 占空比(Daon、Dbon)，分别生成并输出使各开关元件5a、5b动作的驱 动脉冲(pulse_a、pulse_b)。

这里，在母线电流指令值控制单元21、导通占空比控制单元22的运算 中使用的控制参数，存在符合电路的动作状况的最佳值，例如最好是导通占 空比控制单元22的比例控制增益与母线电压成反比地变化等。因此，也可 以设定与整流器2的输出电压即整流电压、母线电流(Idc)、母线电压(Vo) 的值相对应的计算式或表，根据电路的动作状况来调整控制参数。由此，能 够提高控制性。

此外，虽然列举了比例积分控制来作为母线电流指令值控制单元21、 导通占空比控制单元22中的运算方法，但是本发明不限定于这些控制运算 方法，也可以使用通过追加微分项而进行比例积分微分控制等其他运算方 法。此外，也不需要使母线电流指令值控制单元21、导通占空比控制单元 22中的运算方法为相同的方法。

这里，将导通占空比校正单元23的动作与各斩波电路部3a、3b的 动作一块进行说明。这里，首先，对使斩波电路部3a的开关元件5a导 通(ON)/断开(OFF)的情况下的动作进行说明。将整流器2的输出即 整流电压(Vds)输入到斩波电路部3a，斩波电路部3a的输出由滤波电 容器7进行滤波，得到母线电压(Vo)。在斩波电路部3a中，在开关元 件5a导通时，阻止防逆流元件6a的导通，整流电压(Vds)施加于电抗 器4a。另一方面，在开关元件5a断开时，防逆流元件6a导通，在电抗 器4a上以与开关元件5a导通时相反的方向感应出整流电压(Vds)与母 线电压(Vo)之差的电压。此时，能够观察到在开关元件5a导通时积蓄 在电抗器4a中的能量在开关元件5断开时向负载转移。在开关元件5a 导通/断开时，如果出入电抗器4a的能量相等，则开关元件5a的导通占 空比(Daon)、整流电压(Vds)和母线电压(Vo)的关系由下述式(1) 表示。

Vo＝Vds/(1－Daon)  …(1)

从上述式(1)可知，通过控制开关元件5a的导通占空比(Daon)， 能够控制斩波电路部3a的输出电压即母线电压(Vo)。

接着，对在斩波电路部3a中流过电抗器的电抗器电流(ILaon)和 导通占空比(Daon)的关系进行说明。如上所述，在开关元件5a导通的 情况下，整流电压(Vds)施加于电抗器4a。此时，从交流电源1侧向负 载侧流过电抗器4a的电抗器电流(ILa)线性地增加。设此时流过电抗 器4a的电抗器电流为ILaon、电抗器4a的电感值为La，则该ILaon的 斜率ΔILaon由下述式(2)表示。

ΔILaon＝Vds/La  …(2)

此外，如上所述，在开关元件5a断开时、即驱动脉冲(pulse_a) 为“L”的期间，在电抗器4a上以与开关元件5a导通时相反的方向施加 整流电压(Vds)与母线电压(Vo)之差的电压，从交流电源1侧向负载 侧流过电抗器4a的电抗器电流(ILa)线性地减少。设此时的流过电抗 器4a的电抗器电流为ILaoff，则该ILaoff的斜率ΔILaoff由下述式(3) 表示。

ΔILaoff＝(Vds－Vo)/La  …(3)

同样，开关元件5b的导通占空比(Dbon)、整流电压(Vds)和母线 电压(Vo)的关系由下述式(4)表示。

Vo＝Vds/(1－Dbon)  …(4)

此外，在开关元件5b导通的情况下，从交流电源1侧向负载侧流过 电抗器4b的电抗器电流(ILb)线性地增加。设此时的流过电抗器4b的 电抗器电流为ILbon、电抗器4b的电感值为Lb，则该ILbon的斜率ΔILbon 由下述式(5)表示。

ΔILbon＝Vds/Lb  …(5)

此外，在开关元件5b断开的情况下，从交流电源1侧向负载侧流过 电抗器4b的电抗器电流(ILb)线性地减少。设此时的电抗器电流为 ILboff，则该ILboff的斜率ΔILboff由下述式(6)表示。

ΔILboff＝(Vds－Vo)/Lb  …(6)

各开关元件5a、5b的各导通占空比(Daon、Dbon)如上所述，在开 关控制单元10中能够使用母线电压(Vo)、整流电压(Vds)、电抗器电 流(ILa)和电抗器电流(ILb)计算。这里，在各开关元件5a、5b的各 导通期间不重叠的区间中，由母线电流检测单元8检测出的母线电流 (Idc)为等于(ILaon+ILboff)或(ILaoff+ILbon)的值。也就是说， 能够使用由母线电流检测单元8检测出的母线电流(Idc)，计算各开关 元件5a、5b的各导通占空比(Daon、Dbon)。

在本实施方式中，例如在图1所示的示例中，进行控制使得在各开 关元件5a、5b的开关周期内，相对于开关元件5a的导通时点，开关元 件5b的导通时点的相位滞后半个周期(180°)。由此，电抗器电流(ILa) 和电抗器电流(ILb)相加的电流即母线电流(Idc)的由各开关元件5a、 5b的开关引起的脉动相抵销。例如在将n个斩波电路部并联连接而构成 本实施方式涉及的电力转换装置的情况下，如果使各斩波电路部的开关 元件的开关的相位差为(360/n)°，则能够使母线电流(Idc)的脉动 最小。此外，本发明不限定于该多个斩波电路部中的各开关元件的开关 的相位差。

接着，对以使导通时点的相位相差半个周期(180°)的方式生成各 开关元件5a、5b的各驱动脉冲(pulse_a、pulse_b)的方法的一个示例 进行说明。图3是表示实施方式1涉及的电力转换装置的载波信号与定时 值的关系、以及各驱动脉冲的各波形的图。

驱动脉冲生成单元24对三角波的载波信号、以及与各开关元件5a、 5b的各导通占空比(Daon、Dbon)对应的各定时值α、β进行比较，并 根据其比较结果的大小生成各开关元件5a、5b的各驱动脉冲(pulse_a、 pulse_b)。

例如如图3所示，以与一个开关元件(这里是开关元件5a)的导通 占空比(Daon)对应的定时值α为基准，使与另一个开关元件(这里是 开关元件5b)的导通占空比(Dbon)对应的定时值β为从1减去与一个 开关元件(这里是开关元件5a)的导通占空比(Daon)对应的定时值α 而得到的值(1－α)，分别对三角波的载波信号、以及与Daon对应的定 时值α及与Dbon对应的定时值β(＝1－α)进行比较。

然后，如果生成在与Daon对应的定时值α大于载波信号的情况下为 “High(高)”且在与Daon对应的定时值α小于载波信号的情况下为“Low (低)”的开关元件5a的驱动脉冲(pulse_a)，并且生成在与Dbon对应 的定时值β(＝1－α)大于载波信号的情况下为“Low(低)”且在与Dbon 对应的定时值β(＝1－α)小于载波信号的情况下为“High(高)”的开 关元件5b的驱动脉冲(pulse_b)，则能够得到导通时点的相位相差180 °并且导通期间相等(Taon＝Tbon)的开关元件5a的驱动脉冲(pulse_a) 和开关元件5b的驱动脉冲(pulse_b)。

此外，生成各驱动脉冲(pulse_a、pulse_b)时的载波信号与各定 时值α、β的大小、以及各驱动脉冲(pulse_a、pulse_b)的“High(高)”、 “Low(低)”的关系不限于上述示例，各导通占空比(Daon、Dbon)与 各驱动脉冲(pulse_a、pulse_b)的各导通期间(Taon、Tbon)的关系 一致即可。

例如在用于电动机控制等的通用微处理器中有具备生成三相逆变器 的互补PWM的功能的装置。在基于与该三相逆变器的各开关元件的导通 占空比对应的定时值来生成各相的上下开关元件的驱动脉冲的情况下， 可以在如上所述生成相位相差半个周期的两个驱动脉冲时使用该三相逆 变器的互补PWM的生成功能。图4是表示使用三相逆变器的互补PWM生 成功能时的载波信号与定时值的关系、以及各驱动脉冲的各波形的图。

如图4所示，在使用三相逆变器的互补PWM生成功能的情况下，如 果使用上述的α、β(＝1－α)的关系设定三相中的任意两相的定时值， 则基于与一相(图4所示的示例中为A相)的桥臂的上侧(或下侧)开 关元件的导通占空比(Daon)对应的定时值α所生成的上侧(或下侧) 开关元件用的驱动脉冲、以及基于与另一相(图4所示的示例中为B相) 的桥臂的下侧(或上侧)开关元件的导通占空比(Dbon)对应的定时值 β(＝1－α)所生成的下侧(或上侧)开关元件用的驱动脉冲成为相位 相差半个周期的关系。通过使用生成该三相逆变器的互补PWM的功能， 如果不变更生成各驱动脉冲时的载波信号与各定时值的大小、以及各驱 动脉冲的“High(高)”、“Low(低)”的条件，而是在软件上设定定时值， 就能够简单地生成相位相差半个周期的关系的驱动脉冲。

这里，在各斩波电路部3a、3b中，即使各开关元件5a、5b的导通 占空比(Daon、Dbon)是相同的值，也因为由各开关元件5a、5b的导通 时点的相位差所引起的整流电压(Vds)的误差、各电抗器4a、4b的各 电感值La、Lb的偏差等，而使得上述式(2)、(3)、(5)和(6)所示的 各开关元件5a、5b在导通时点时的斜率(ΔILaon、ΔILbon)、以及断 开时点时的斜率(ΔILaoff、ΔILboff)成为不同的值，在各开关元件 5a、5b的各导通期间内的母线电流(Idc)的变化量出现不平衡，母线电 流(Idc)产生畸变，输入电流的谐波分量增加。

因此，在本实施方式1中，在导通占空比校正单元23中，根据各斩 波电路部3a、3b中的由各开关元件5a、5b的导通时点的相位差所引起 的整流电压(Vds)的误差、电抗器4a、4b的电感值La、Lb的偏差，将 使用母线电流(Idc)和母线电压(Vo)由母线电流指令值控制单元21 和导通占空比控制单元22计算出的基准导通占空比(duty)分别校正为 适合于各斩波电路部3a、3b的导通占空比。由此，能够抑制如上所述的 输入电流的谐波分量的增加。

接着，参照图5和图6，对本实施方式涉及的电力转换装置的导通占 空比校正单元23的导通占空比的校正方法进行说明。图5是表示在各开 关元件的各导通期间内的母线电流的斜率的图。此外，图6是表示实施方式 1涉及的电力转换装置的导通占空比校正单元的内部功能块示例的图。

在开关频率相对于电源频率足够高的情况下，1个开关周期Tsw内由各 开关元件5a、5b的导通时点的相位差所引起的整流电压(Vds)的误差 较小。另一方面，由于一般而言电抗器4a、4b的电感值La、Lb的制造 偏差比较大，所以与整流电压(Vds)的误差相比其影响较大。因此，在本 实施方式中，使用在各开关元件5a、5b的各导通期间内的各电抗器电流 (ILa、ILb)的斜率，计算电感值La、Lb的比率，并且基于该比率校正基 准导通占空比，来生成各导通占空比(Daon、Dbon)，由此进行使得在各 开关元件5a、5b的各导通期间内的母线电流(Idc)的变化量相等的控制。

在各开关元件5a、5b的开关的相位差为180°、基准导通占空比 (duty)为50％以下的情况下，在开关元件5a的导通期间内的母线电流 (Idc)为以ΔILaon线性地增加的流过电抗器4a的电抗器电流ILaon 与以ΔILboff线性地减少的流过电抗器4b的电抗器电流ILboff之和。 因此，该区间(即开关元件5a的导通期间)内的母线电流的电流斜率Δ Idc(aonboff)基于上述的式(2)、(6)由下述式(7)表示。

ΔIdc(aonboff)＝ΔILaon+ΔILboff

＝Vds/La+(Vds－Vo)/Lb  …(7)

同样，在开关元件5b的导通期间内的母线电流(Idc)为以ΔILaoff 线性地减少的流过电抗器4a的电抗器电流ILaoff与以ΔILbon线性地增 加的流过电抗器4b的电抗器电流ILbon之和。因此，该区间(即开关元 件5b的导通期间)内的母线电流的电流斜率ΔIdc(aoffbon)基于上述 的式(3)、(5)由下述式(8)表示。

ΔIdc(aoffbon)＝ΔILaoff+ΔILbon

＝(Vds－Vo)/La+Vds/Lb  …(8)

基于上述式(7)、(8)，La与Lb的比率k由下述式(9)表示。

k＝(Lb/La)

＝(ΔIdc(aonboff)*Vds+ΔIdc(aoffbon)*(Vo－Vds))

/(ΔIdc(aoffbon)*Vds+ΔIdc(aonboff)*(Vo－Vds))

…(9)

然后，在导通占空比校正单元23中，如果以使各开关元件5a、5b 的各导通占空比(Daon、Dbon)的比率为上述式(9)所示的比率k的方 式校正基准导通占空比(duty)，则能够使在各开关元件5a、5b的各导 通期间内流过各电抗器4a、4b的各电抗器电流(ILaon、ILbon)的变化量 相等。

此时，例如如图6(a)所示，可以使用以La为基准的Lb的比率k，将 由导通占空比控制单元22计算出的基准导通占空比(duty)作为开关元 件5a的导通占空比(Daon)，使开关元件5b的导通占空比(Dbon)为开 关元件5a的导通占空比(Daon)的k倍。或者，例如如图6(b)所示， 可以使用以Lb为基准的La的比率(1/k)，将由导通占空比控制单元22计 算出的基准导通占空比(duty)作为开关元件5b的导通占空比(Dbon)， 使开关元件5a的导通占空比(Daon)为开关元件5b的导通占空比(Dbon) 的(1/k)倍。或者，例如如图6(c)所示，可以将由导通占空比控制单元 22计算出的基准导通占空比(duty)作为基准，使开关元件5a的导通占 空比为基准导通占空比(duty)的(2/(1+k))倍，使开关元件5b的导 通占空比为基准导通占空比(duty)的(2k/(1+k))倍。

接着，参照图7和图8，对母线电流(Idc)的斜率(ΔIdc(aonboff)、 ΔIdc(aoffbon))、即在各驱动脉冲的各导通期间内的母线电流(Idc) 的单位时间内的各变化率的计算方法进行说明。图7是实施方式1涉及的 电力转换装置的载波信号、驱动脉冲和母线电流的各波形图。此外，图8是 表示在实施方式1涉及的电力转换装置的母线电流检测时点的母线电流的 斜率的图。此外，在以下的说明中，特别是在不区分各斩波电路部3a、3b 及其结构要素时，省略各符号的尾标a、b进行说明。

例如在使用微处理器这样的运算单元来实现开关控制单元10的情况 下，由母线电流检测单元8检测出的母线电流(Idc)的模拟值，在与微处 理器内的载波信号的底点或顶点同步的时点以数字值方式被读取。如上 所述，在驱动脉冲生成单元24中，在通过比较导通占空比(Don)和载 波信号来生成开关元件5的驱动脉冲(pulse)的情况下，载波信号的底 点或顶点成为开关元件5的驱动脉冲(pulse)的导通期间的中心。在图 7所示的示例中，示出了在1个开关周期Tsw内的载波信号的底点成为开 关元件5的驱动脉冲(pulse)的导通期间的中心的示例。

在以数字值方式读取母线电流(Idc)时，将母线电流检测单元8的 输出端子与微处理器的A/D(模拟/数字)转换端口中的至少两个端口连 接。如图8所示，在这两个A/D转换端口间保持时间差进行采样，通过 用时间差Tad除以这两个A/D转换端口的母线电流的差值Idcad，能够检 测在驱动脉冲(pulse)的导通期间内的母线电流(Idc)的斜率。此外， 时间差Tad与导通期间相比足够短，并且用于检测在开关元件5的导通 期间内的母线电流(Idc)的变化量(即Idcad)。

这里，在图1所示的结构、即将多个斩波电路部3a、3b并联连接地 构成的情况下，如图3所示，使一个斩波电路部3a的开关元件5a的驱 动脉冲(pulse_a)的导通期间的中心与载波信号的底点同步，并且使另 一个斩波电路部3b的开关元件5b的驱动脉冲(pulse_b)的导通期间的 中心与载波信号的顶点同步。在这种情况下，与载波信号的底点或顶点 两者同步地检测母线电流(Idc)，计算在各驱动脉冲(pulse_a、pulse_b) 的各导通期间内的母线电流(Idc)的斜率(ΔIdc(aonboff)、ΔIdc (aoffbon))。

此外，也可以通过对母线电流(Idc)进行微分，求取在各驱动脉冲 (pulse_a、pulse_b)的各导通期间内的母线电流(Idc)的斜率(ΔIdc (aonboff)、ΔIdc(aoffbon))。在开关频率与实现开关控制单元10的 微处理器的时钟频率相比足够低的情况下，能够读取母线电流(Idc)， 在软件上进行微分运算。或者，也可以在开关控制单元10的外部用硬件 设置微分电路，将其输出信号读取到开关控制单元10。

此外，在上述的示例中，对在电力转换装置运转期间检测母线电流 (Idc)，计算在各斩波电路部3a、3b的各开关元件5a、5b的各导通期 间内的母线电流(Idc)的斜率(ΔIdc(aonboff)、ΔIdc(aoffbon))， 并且计算各斩波电路部3a、3b的电抗器4a、4b的电感值La、Lb的比率 k的方法进行了说明，但是也可以在使电力转换装置运转之前检测在分别 使各开关元件5a、5b个别地导通的状态下的母线电流(Idc)，计算各斩 波电路部3a、3b的各电抗器4a、4b的各电感值La、Lb的比率k。

例如在使一个斩波电路部3a的开关元件5a导通的状态下检测母线 电流(Idc)的情况下，此时的母线电流(Idc)与流过电抗器4a的电抗 器电流(ILaon)相等。此外，同样地，在使另一个斩波电路部3b的开 关元件5b导通的状态下检测母线电流(Idc)的情况下，此时的母线电流 (Idc)与流过电抗器4b的电抗器电流(ILbon)相等。

也就是说，检测在分别使各开关元件5a、5b个别地导通的状态下的 母线电流(Idc)，得到在使斩波电路部3a的开关元件5a导通的状态下 的电抗器电流(ILaon)、以及在使斩波电路部3b的开关元件5b导通的 状态下的电抗器电流(ILbon)，由此能够计算各斩波电路部3a、3b的各 电抗器4a、4b的各电感值La、Lb的比率k。

此外，由于通过这种方法计算出的各电感值La、Lb的比率k是稳定 状态下的比率，所以在如上所述的电力转换装置的运转期间产生的、在 各开关元件5a、5b的各导通期间内的母线电流(Idc)的变化量不平衡 的原因是各电抗器4a、4b的电感值的偏差，并且在各电抗器4a、4b的 直流叠加特性良好、而且即使电抗器电流(ILaon、ILbon)的电流值发生 变化而电感值的变化也较小的情况、即在电力转换装置的运转期间在各开关 元件5a、5b的各导通期间内的母线电流(Idc)的变化量的不平衡不取 决于运转负荷而是几乎固定不变地产生并且实时的导通占空比校正的必 要性较低的情况下是有效的。

通过使用在使该电力转换装置运转之前计算出的各电感值La、Lb的 比率k对导通占空比进行校正，不需要在电力转换装置运转期间计算各 电感值La、Lb的比率k，能够减少软件的运算负荷，因此能够由运算处 理性能更低的低成本的微处理器等构成开关控制单元10。

此外，在交流电源的1个周期内的各开关元件5a、5b的开关中至少 各实施一次上述的各导通占空比(Daon、Dbon)的校正，在不对各导通 占空比(Daon、Dbon)实施校正的情况下，可以通过将基准导通占空比 (duty)应用于各导通占空比等，减少对导通占空比实施校正的次数。 这样，能够进一步减少软件的运算负荷，因此对于减轻微处理器的运算 负荷具有更大的效果。

接着，参照图9，对各斩波电路部3a、3b的各开关元件5a、5b的开 关动作模式进行说明。图9是表示实施方式1涉及的电力转换装置的开关 动作模式的图。

流过各电抗器4a、4b的电抗器电流，与各开关元件5a、5b的导通/ 断开相应地，如上述的式(2)、(3)、(5)、(6)所示那样反复线性地增 加、减少。在整流电压(Vds)较低并且在各开关元件5a、5b断开之后 流过各电抗器4a、4b的电抗器电流(ILa、ILb)减少的斜率较大的情况、 或者在各开关元件5a、5b的各断开期间比各导通期间长的情况下，如图 9(a)所示那样，在各开关元件5a、5b的断开期间流过各电抗器4a、4b 的电抗器电流(ILa、ILb)有时达到0。由于在各电抗器4a、4b中不流 过负的电流，所以如果在各开关元件5a、5b断开之后流过各电抗器4a、 4b的电抗器电流(ILa、ILb)达到0，流过各电抗器4a、4b的电抗器电 流(ILa、ILb)保持0不变直到各开关元件5a、5b再次导通为止。这样， 将在针对各开关元件5a、5b的各驱动脉冲的1个周期内存在有流过各电 抗器4a、4b的电流(ILa、ILb)减少为0的期间的动作状态称为不连续 模式。

另一方面，在整流电压(Vds)较高并且流过各电抗器4a、4b的电 抗器电流(ILa、ILb)减少的斜率较小的情况、或者在各开关元件5a、 5b的各断开期间比各导通期间短的情况下，如图9(b)所示那样，在各 开关元件5a、5b的断开期间流过各电抗器4a、4b的电抗器电流(ILa、 ILb)不会达到0，在各电抗器4a、4b中连续且持续地流过正的电抗器电 流(ILa、ILb)直到各开关元件5a、5b再次导通为止。这样，将在针对 各开关元件5a、5b的各驱动脉冲的1个周期内不存在流过各电抗器4a、 4b的电流(ILa、ILb)成为0的期间的动作状态称为连续模式。

然后，如图9(c)所示，将在各开关元件5a、5b的断开期间内流过 各电抗器4a、4b的电抗器电流(ILa、ILb)变成0的瞬间各开关元件5a、 5b转为导通的动作状态称为临界模式，其是指连续模式与不连续模式的 分界线。

在各开关元件5a、5b的开关频率为固定频率的情况、各斩波电路部 3a、3b的输入电压如图1所示的对交流电压进行整流而得到的整流电压 (Vds)那样存在交流频率分量的变动的情况下，难以一直在临界模式下 进行动作。因此，在临界模式下进行动作的情况下，使各开关元件5a、 5b的开关频率变动，在各开关元件5a、5b的断开期间内检测到流过各电 抗器4a、4b的电抗器电流(ILa、ILb)变成0之后，需要使各开关元件 5a、5b导通，但是在各开关元件5a、5b的导通时点，由于是电流值一直 为0的状态，所以在多个斩波电路部3a、3b间流过各电抗器4a、4b的 电抗器电流(ILa、ILb)的误差不会积蓄。

此外，在不连续模式下，也与临界模式同样，在各开关元件5a、5b 的导通时点，由于是电流值一直为0的状态，所以在多个斩波电路部3a、 3b间流过各电抗器4a、4b的电抗器电流(ILa、ILb)的误差不会积蓄。

另一方面，在连续模式的动作区域内，由于在各开关元件5a、5b的 导通时点的电抗器电流(ILa、ILb)不固定，所以与在各开关元件5a、 5b的导通时点，电抗器电流(ILa、ILb)一直是0的状态的不连续模式 和临界模式不同，在多个斩波电路部3a、3b间流过各电抗器4a、4b的 电抗器电流(ILa、ILb)有误差的情况下，该误差会积蓄。

在本实施方式中，根据各电抗器4a、4b的电感值La、Lb的比率， 校正基准导通占空比(duty)来生成各开关元件5a、5b的导通占空比 (Daon、Dbon)，因此在连续模式的动作区域内，也能够抑制在各开关元 件5a、5b的各导通期间内的母线电流(Idc)的变化量的不平衡。

因此，例如即使流过各电抗器4a、4b的电抗器电流(ILa、ILb)出 现误差，在该误差不会积蓄的不连续模式和临界模式下，也可以不对上 述的导通占空比进行校正，而仅在连续模式的动作区域内对导通占空比 进行校正。这样，不会损害通过校正导通占空比来抑制谐波电流的效果， 还能够减少微处理器的运算负荷。

此外，在连续模式的动作区域内，不是对各开关元件5a、5b的每次 开关实施导通占空比的校正，而是例如在交流电源的1个周期内的各开 关元件5a、5b的开关中针对各开关元件5a、5b的驱动脉冲至少各实施 一次导通占空比的校正，或者在连续模式的动作区域内的各开关元件5a、 5b的开关中针对各开关元件5a、5b的驱动脉冲至少各实施一次导通占空 比的校正，在不对各导通占空比实施校正的情况下，可以通过将基准导 通占空比(duty)应用于各导通占空比(Daon、Dbon)等，减少对导通 占空比实施校正的次数。这样，能够进一步减少软件的运算负荷，因此 能够由运算处理性能更低的低成本的微处理器等构成开关控制单元10。

图10是表示实施方式1涉及的电力转换装置的负载的一个示例的图。 在图10所示的示例中，示出了将直流电压转换为交流电压的逆变器31和通 过施加作为逆变器31的输出的交流电压来进行驱动的电动机32连接而成的 负载，作为实施方式1涉及的电力转换装置的负载。

逆变器31例如使IGBT这样的开关元件形成三相桥式结构或两相桥式结 构，用于控制逆变器31的逆变器控制单元33例如使用对从逆变器31流向 电动机32的电流进行检测的电动机电流检测单元34，计算使电动机32以 期望的转速旋转的电压指令，生成驱动逆变器31内的开关元件的脉冲。

此外，在图10所示的结构中，逆变器控制单元33进行的逆变器控制与 开关控制单元10同样地，使用例如微处理器这样的运算单元实现即可。

在图1所示的实施方式1涉及的电力转换装置中，在连接图10所示的 负载而构成的电动机驱动控制装置中，具有所需要的母线电压(Vo)根据连 接到电力转换装置的电力负载不同而不同的特色。

一般而言，电动机32的转速越高，需要来自逆变器31的输出电压越高， 但是来自该逆变器31的输出电压的上限，由输入到逆变器31的电压、即作 为电力转换装置的输出的母线电压(Vo)限制。将来自逆变器31的输出电 压超过由母线电压(Vo)限制的上限而饱和的区域称为过调制区域。

在这样的电动机驱动控制装置中，在电动机32为低速旋转(没有达到 过调制区域)的区域内，不需要使母线电压(Vo)升压，在电动机32成为 高速旋转的情况下，通过使母线电压(Vo)升压，能够使过调制区域成为更 高速旋转侧。由此，能够将电动机32的运转范围向高速旋转侧扩大。

此外，如果不需要扩大电动机32的运转范围，则能够相应地使电动机 32的定子绕组高匝数化。此时，在低转速的区域内，与电动机电压变高相 应地，电流减少，而逆变器31的损耗预计会减少。为了获得扩大电动机32 的运转范围和改善低转速区域的损耗这两种效果，可以适当地设计电动机 32高匝数化的程度。

在本实施方式涉及的电力转换装置中，连接到电力转换装置的电力负载 较小并且所需要的母线电压(Vo)较小的情况下，在上述的不连续模式或临 界模式下进行动作，在连接到电力转换装置的电力负载较大并且所需要的母 线电压(Vo)较大的情况下，在连续模式下进行动作即可。此时，在不连续 模式或临界模式下如上述那样不对导通占空比进行校正，而仅在连续模式的 动作区域内对导通占空比进行校正，或者在连续模式的动作区域内也不是对 各开关元件5a、5b的每次开关实施导通占空比的校正，只要减少对导通 占空比实施校正的次数，就能够减少软件的运算负荷，因此例如也能够 通过用1个微处理器构成开关控制单元10和图10所示的逆变器控制单 元33等，以更低的成本构成电动机驱动控制装置。

此外，将使用上述实施方式1涉及的电力转换装置的电动机驱动控 制装置应用于空调机，并用于驱动其鼓风机和压缩机的电动机中的至少 一个电动机，也能够获得相同的效果。

此外，在上述的导通占空比的校正方法中，基于各开关元件5a、5b 的各导通期间内的各电抗器4a、4b的电感值La、Lb的比率k对导通占 空比实施校正，进行使得在各开关元件5a、5b的各导通期间内的母线电 流(Idc)的变化量相等的控制，但是存在在各开关元件5a、5b的各断 开期间内的各电抗器电流(ILaoff、ILboff)的变化量不一定相等的情况， 在这种情况下，不一定能够抑制在各开关元件5a、5b的各导通期间内的母 线电流(Idc)的变化量的不平衡。因此，在连续模式的动作区域内，在 各开关元件5a、5b的断开期间内产生的流过各电抗器4a、4b的各电抗器 电流(ILaoff、ILboff)的变化量的误差积蓄。在这种情况下，进行在各开 关元件5a、5b的断开期间结束时刻、即在各开关元件5a、5b的导通时点 使各电抗器电流相等的控制即可。

在各开关元件5a、5b的断开期间结束时刻的各电抗器电流能够分别由 下述式(10)、(11)表示。断开期间结束后的值通过下式计算。这里，n表 示以电源电压的零交叉为起点，第n个母线电流的脉动分量的1个周期(各 开关元件5a、5b的开关周期的一半)。因此，ILb0(n)表示在第n个母 线电流(Idc)的脉动分量的1个周期内的断开期间结束后流过电抗器4b的 电流值，Idc(n)表示在第n个母线电流(Idc)的脉动分量的1个周期内 的母线电流检测值，ILa0(n－1)表示在第n－1个母线电流(Idc)的脉动 分量的1个周期内的断开期间结束后流过电抗器4a的电流值。

ILb0(n)＝Idc(n)－ILa0(n－1)

－ΔILaon*Daon*Tsw/2

+ΔILboff*(1－Daon)*Tsw/2  …(10)

ILa0(n+1)＝Idc(n+1)－ILb0(n)

－ΔILbon*Dbon*Tsw/2

+ΔILaoff*(1－Dbon)*Tsw/2  …(11)

在上述式(10)、(11)中，ILb0(n)表示以电源电压的零交叉为起点， 在脉动分量的周期(各开关元件5a、5b的开关周期Tsw的一半)内的第n 个周期的开关元件5b的断开期间结束时刻流过电抗器4b的电抗器电流， Idc(n)表示在脉动分量的第n个周期的开关元件5b的断开期间结束时刻 的母线电流的检测值，ILa0(n－1)表示在脉动分量的第(n－1)个周期 的开关元件5a的断开期间结束时刻流过电抗器4a的电抗器电流，ILa0 (n+1)表示在脉动分量的第(n+1)个周期的开关元件5a的断开期间结 束时刻流过电抗器4a的电抗器电流，Idc(n+1)表示在脉动分量的第(n +1)个周期的开关元件5a的断开期间结束时刻的母线电流的检测值。

如果使用上述式(10)、(11)，进行使得在各开关元件5a、5b的断开 期间结束时刻的各电抗器电流相等的控制，则能够进行使得在各开关元 件5a、5b的断开期间流过电抗器4a、4b的各电抗器电流(ILaoff、ILboff) 的变化量也相等的控制。

如以上说明所述，根据实施方式1的电力转换装置，在具有多个斩波电 路部的结构中，在各开关元件的各导通期间不重叠的区间内的母线电流，与 在一个开关元件的导通期间内流过一个电抗器的电抗器电流和在另一个开 关元件的断开期间内流过另一个电抗器的电抗器电流相加而得到的电流相 等，利用这一点，并且将使用此时的母线电流的单位时间内的各变化率而计 算出的各电抗器的电感值的比率作为各开关元件的导通占空比的比率，由 此，进行使得在各开关元件的各导通期间内的母线电流的变化量相等的控 制，因此以更加简单的结构，并且无论何种动作模式都能够提高抑制谐波 电流的效果。

此外，在使电力转换装置运转之前，检测在分别使各开关元件个别地 导通的状态下的母线电流，计算各斩波电路部的各电抗器的各电感值的 比率，并且使用在使该电力转换装置运转之前计算出的各电感值的比率对 导通占空比进行校正，由此，不需要在电力转换装置运转期间计算各电 感值的比率，能够减少软件的运算负荷，因此能够由运算处理性能更低 的低成本的微处理器等构成开关控制单元。

此外，在交流电源的1个周期内的各开关元件的开关中至少各实施一次 上述的各导通占空比的校正，在除此以外的开关时通过将基准导通占空 比用作各导通占空比等，来减少对导通占空比实施校正的次数，由此对 于减轻微处理器的运算负荷具有更大的效果。

此外，即使流过各电抗器的电抗器电流出现误差，在该误差不会积 蓄的不连续模式和临界模式下，也不对导通占空比进行校正，而仅在连 续模式的动作区域内对导通占空比进行校正，由此，不会损害通过校正 导通占空比来抑制谐波电流的效果，还能够减少微处理器的运算负荷。

此外，在连续模式的动作区域内，也在交流电源的1个周期内的各开 关元件的开关中至少各实施一次针对各开关元件5a、5b的驱动脉冲的导 通占空比的校正，或者在连续模式的动作区域内的各开关元件5a、5b的 开关中至少各实施一次针对各开关元件5a、5b的驱动脉冲的导通占空比 的校正，在除此以外的开关时通过将基准导通占空比用作各导通占空比 等，来进一步减少对导通占空比实施校正的次数，由此，能够进一步减 少软件的运算负荷，因此能够由运算处理性能更低的低成本的微处理器 等构成开关控制单元。

实施方式2

参照图11，对本实施方式涉及的电力转换装置中的母线电流(Idc) 的斜率(ΔIdc(aonboff)、ΔIdc(aoffbon))、即在各驱动脉冲的各导 通期间内的母线电流(Idc)的单位时间内的各变化率的计算方法进行说 明。图11是实施方式2涉及的电力转换装置的载波信号、驱动脉冲和母线 电流的各波形图。实施方式2涉及的电力转换装置的结构与实施方式1涉及 的电力转换装置的结构相同，所以这里省略说明。

在实施方式1中说明了下述示例：在以数字值方式读取母线电流 (Idc)时，将母线电流检测单元8的输出端子与微处理器的A/D(模拟/ 数字)转换端口中的至少两个端口连接，在这两个A/D转换端口间以与 驱动脉冲(pulse)的导通期间(Don)相比足够短的时间差Tad进行采 样，通过用时间差Tad除以这两个A/D转换端口的母线电流的差值Idcad， 来计算各驱动脉冲的各导通期间内的母线电流(Idc)的单位时间内的各 变化率(以下，称为“母线电流变化率”)。

在这种情况下，在一个A/D转换端口，在与微处理器内的载波信号 的底点或顶点同步的时点以数字值方式读取母线电流(Idc)来进行采样， 经过时间差Tad之后，在另一个A/D转换端口，再次以数字值方式读取 母线电流(Idc)来进行采样。在该计算方法中，虽然由于时间差Tad是 固定值而使得运算负荷较轻，但是在时间差Tad较小的情况下，作为计 算结果而得到的母线电流(Idc)的变化量(图8所示的Idcad)较小， 容易受到噪音的影响。

此外，需要预先将时间差Tad设定为驱动脉冲(pulse)的导通期间 (Don)的1/2(Don/2)以下。

在本实施方式中，如图11所示，在与微处理器内的载波信号的底点 同步的时点进行采样，然后在驱动脉冲(pulse)从导通转换为断开的时 点再次进行采样。用驱动脉冲(pulse)的导通期间Don/2除以该结果得 到的2个采样数据之差(相当于图8所示的Idcad)，来计算母线电流变 化率。如果采用这种计算方法，则与噪音水平相比作为计算结果得到的 母线电流(Idc)的变化量(图8所示的Idcad)较大，因此与实施方式 1的计算方法相比难以受到噪音的影响。此外，由于不需要预先设定驱动 脉冲(pulse)的导通期间(Don)的1/2(Don/2)以下的时间差Tad， 所以驱动脉冲(pulse)的导通期间(Don)的可变范围不受时间差Tad 限制，能够使驱动脉冲(pulse)的导通期间(Don)的可变范围更大。

此外，在图11所示的示例中，示出了在与微处理器内的载波信号的 底点同步的时点进行初次采样的示例，但是用上述的计算方法求取一个 开关元件5a的母线电流变化率，而另一个开关元件5b的母线电流变化 率通过下述方式计算即可：在与微处理器内的载波信号的顶点同步的时 点进行初次采样，然后在驱动脉冲(pulse)从导通转换为断开的时点再 次进行采样，用驱动脉冲(pulse)的导通期间(Don)的1/2(Don/2) 除以该结果得到的2个采样数据之差(相当于图8所示的Idcad)。

如以上说明所述，根据实施方式2的电力转换装置，在与微处理器 内的载波信号的底点或顶点同步的时点进行采样，然后在驱动脉冲 (pulse)从导通转换为断开的时点再次进行采样，通过用驱动脉冲 (pulse)的导通期间Don/2除以该结果得到的2个采样数据之差，来计 算母线电流变化率，因此相对于噪音水平作为计算结果得到的母线电流 (Idc)的变化量较大，所以与实施方式1相比难以受到噪音的影响，母 线电流变化率的SN比得到提高。

此外，由于不需要预先设定驱动脉冲(pulse)的导通期间(Don) 的1/2(Don/2)以下的时间差Tad，所以驱动脉冲(pulse)的导通期间 (Don)的可变范围不受时间差Tad限制，能够使驱动脉冲(pulse)的 导通期间(Don)的可变范围更大。

此外，在上述实施方式中，对构成各斩波电路部的各开关元件例如 由IGBT构成的情况进行了说明，作为上述各开关元件，优选适用于使用 了由碳化硅(SiC)、氮化镓(GaN)类材料、或金刚石等宽禁带(以下， 称为“WBG”)半导体形成的金属氧化物半导体场效应晶体管(MOS-FET： Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)的结构。

由WBG半导体形成的MOS-FET，与由Si(硅)类半导体形成的MOS-FET 相比，开关损耗和导通损耗较小，而且耐热性较高，能够进行高温动作。 因此，与由Si类半导体形成各开关元件的情况相比，能够通过缩小散热 器的大小等使散热设计进一步简单化。

此外，由这样的WBG半导体形成的开关元件，耐电压性较高并且容 许电流密度也较高，因此也能够实现开关元件自身的小型化。

因此，作为构成各斩波电路部的各开关元件，使用由WBG半导体形 成的开关元件，由此也能够实现电力转换装置的小型化、低成本化。

另一方面，IGBT的额定损耗与电流成比例，与此相对，MOS-FET的 额定损耗与电流的平方成比例，因此在产生电流不平衡的情况下损耗增 加得较大。如在实施方式1中所说明的那样，通过采用进行使得在各开 关元件的各导通期间内流过各斩波电路部的母线电流的变化量相等的控 制的结构，无论何种动作模式都能够提高抑制谐波电流的效果，因此在流 过各斩波电路部的母线电流产生不平衡的状态下，与使用IGBT作为各开 关元件的结构的情况下的损耗相比，使用MOS-FET的结构的情况下的损 耗较大。

也就是说，通过适用于使用了由与Si(硅)类半导体相比损耗更低 的WBG半导体形成的MOS-FET作为构成各斩波电路部的各开关元件的结 构，能够获得更大的效果。

此外，将采用了在上述实施方式中说明的电力转换装置的电动机驱 动控制装置应用于空调机，用于驱动其鼓风机和压缩机的电动机中的至 少一个电动机也能够获得同样的效果。

此外，以上实施方式所示的结构是本发明的结构的一个示例，显然 也能够与其他公知技术组合，也能够在不脱离本发明的要旨的范围内， 省略一部分等进行变更而构成。

如上所述，本发明涉及的电力转换装置，在具有多个斩波电路部的 结构中，作为提高抑制谐波电流的效果的技术是有效的，特别适合于具 有该电力转换装置的电动机驱动控制装置、具有该电动机驱动控制装置的鼓 风机和压缩机、以及具有该鼓风机或压缩机的空调机。