基于内部电流反相的轨到轨运算放大器

摘要

本发明提供一种基于内部电流反相的轨到轨运算放大器，包括：轨到轨输入级电路、电流反相电路、甲乙类输出级电路、电流镜镜像电路、上行电流补偿电路和下行电流补偿电路；电流镜镜像电路用于为轨到轨输入级电路、电流反相电路和甲乙类输出级电路提供偏置电流；电流反相电路用于将轨到轨输入级电路的输出电流信号经过反相处理后提供给甲乙类输出级电路，上行电流补偿电路和下行电流补偿电路分别用于补偿输入共模电平上行或是下行时输入互补差动对管工作电流的减少，上行电流补偿电路和下行电流补偿电路还用于补偿甲乙类输出级的工作电流。本发明具有轨到轨输入及轨到轨输出的优点，且其工作效率和输出信号线性度较高，功耗较低。

说明书

技术领域

本发明涉及集成电路技术领域，特别是涉及一种基于内部电流反相的轨到 轨运算放大器。

背景技术

近年来，随着集成电路制作工艺特征尺寸的减小，其使用的电源电压逐步 下降，但是器件阈值电压并没有相应减小，运算放大器的共模输入/输出范围越 来越窄，难以满足现阶段的需求。同时，在便携式电子设备、红外焦平面读出 电路、LED驱动电路、平板显示器控制电路等领域对集成电路运算放大器的低 功耗、高效率、高速率等特性要求越来越迫切，成为众多设计者研究的目标。

轨到轨运算放大器(rail-to-rail operational amplifier)可以实现从电源高电位 到地低电位的共模输入、输出范围，一般采用互补差动输入对管来实现输出级 的轨到轨输入，采用共源单级放大器实现输出级的轨到轨输出。但是，互补差 动输入管跨导的变化对频率的补偿带来很大困难，并会导致系统工作不稳定； 另外，增益随跨导变化而变化，还会引入额外的谐波失真。共源单级放大器输 入共模电平范围较小，且难以调节，其静态功耗较高，工作效率较低。

为了解决上述问题，轨到轨输入电路须保持输入跨导的恒定，常用的解决 方案主要包括1:3电流镜电路、衬底驱动电路、浮栅电路等，这些方案均会增大 电路的功耗，降低了工作速率。轨到轨输出电路可以通过采用甲乙类(Class AB) 输出级有效提高工作效率，降低静态功耗，但是同时其输出信号线性度较低， 工作速率难以提高。

如图1所示，是现有技术中一种工作在亚阈值状态下的恒跨导轨到轨输入 级电路结构。亚阈值状态下MOS管的跨导和其电流成正比，当输入共模电压上 行到PMOS差动对停止工作时，M9、M8和M7组成的电流补偿电路开始工作， 将M5中的电流镜像到NMOS差动对中，保持输入电路总工作电流不变，从而 保持输入级的跨导恒定。当输入共模电压下行到NMOS差动对停止工作时，其 工作原理与共模电压上行相似。该电路镜像电路对电流的复制精度较低，特别 是对窄沟道的MOS管，由于沟道长度调制效应影响比较大，镜像电路的复制电 流受到MOS管漏极电压的影响特别明显，严重降低了电流镜的复制精度。同时， 互补差动对管的工作电流由M5和M6通过镜像电路获得，其对电流的控制较低， 跨导变化也非常大。

如图2所示，是现有技术中一种使用了甲乙类输出级电路的轨到轨运算放 大器。该运放使用甲乙类输出级作为运放的输出级，可以实现该运算放大器的 轨到轨输出，工作效率较高；并且甲乙类输出级检测折叠共源共栅运放的信号 电流，便于实现，期控制精度较高。该电路的缺点主要表现在以下两个方面： 一、轨到轨输入级电路跨导变化很到，谐波失真较高；二、甲乙类输出级输出 信号在接近电源和地部分的线性度降低明显，严重影响轨到轨输入及输出的使 用。

发明内容

基于此，本发明提供一种基于内部电流反相的轨到轨运算放大器，具有轨 到轨输入及轨到轨输出的优点，且其工作效率和输出信号线性度较高，功耗较 低，满足现阶段低电源电压对较大共模电平范围的要求。

一种基于内部电流反相的轨到轨运算放大器，包括：轨到轨输入级电路、 电流反相电路、甲乙类输出级电路、电流镜镜像电路、上行电流补偿电路和下 行电流补偿电路；

所述电流镜镜像电路与所述轨到轨输入级电路、电流反相电路和甲乙类输 出级电路依次连接；所述电流镜镜像电路还分别与所述电流反相电路和甲乙类 输出级电路连接；所述上行电流补偿电路分别与所述轨到轨输入级电路和所述 甲乙类输出级电路连接；所述下行电流补偿电路分别与所述轨到轨输入级电路 和所述甲乙类输出级电路连接；

所述电流镜镜像电路用于为所述轨到轨输入级电路、电流反相电路和甲乙 类输出级电路提供偏置电流；所述电流反相电路用于将所述轨到轨输入级电路 的输出电流信号经过反相处理后提供给所述甲乙类输出级电路，所述上行电流 补偿电路和下行电流补偿电路分别用于补偿输入共模电平上行或是下行时输入 互补差动对管工作电流的减少，所述上行电流补偿电路和下行电流补偿电路还 用于补偿所述甲乙类输出级的工作电流。

上述基于内部电流反相的轨到轨运算放大器，轨到轨输入级电路、电流反 相电路、甲乙类输出级电路由电流镜镜像电路提供偏置电流，电流反相电路将 轨到轨输入级电路的输出电流信号经过反相处理后提供给甲乙类输出级电路， 通过上行电流补偿电路和下行电流补偿电路补偿输入共模电平上行或是下行时 输入互补差动对管工作电流的减少，从而保持工作电流的不变，维持输入总跨 导的恒定；并通过上行电流补偿电路和下行电流补偿电路补偿甲乙类输出级的 工作电流，提高甲乙类输出级电路输出信号的线性度，降低谐波失真。

附图说明

图1为现有技术中一种工作在亚阈值状态下的恒跨导轨到轨输入级电路的 示意图。

图2为现有技术中一种使用了甲乙类输出级电路的轨到轨运算放大器的示 意图。

图3为本发明基于内部电流反相的轨到轨运算放大器在第一实施方式中的 结构示意图。

图4为本发明基于内部电流反相的轨到轨运算放大器在第二实施方式中的 结构示意图。

具体实施方式

下面结合实施例及附图对本发明作进一步详细说明，但本发明的实施方式 不限于此。

如图3所示，是本发明基于内部电流反相的轨到轨运算放大器在第一实施 方式中的结构示意图，图中细箭头为控制信号，粗箭头为传输信号；该电路可 包括：轨到轨输入级电路、电流反相电路、甲乙类输出级电路、电流镜镜像电 路、上行电流补偿电路和下行电流补偿电路；

所述电流镜镜像电路与所述轨到轨输入级电路、电流反相电路和甲乙类输 出级电路依次连接；所述电流镜镜像电路还分别与所述电流反相电路和甲乙类 输出级电路连接；所述上行电流补偿电路分别与所述轨到轨输入级电路和所述 甲乙类输出级电路连接；所述下行电流补偿电路分别与所述轨到轨输入级电路 和所述甲乙类输出级电路连接；

所述电流镜镜像电路用于为所述轨到轨输入级电路、电流反相电路和甲乙 类输出级电路提供偏置电流；所述电流反相电路用于将所述轨到轨输入级电路 的输出电流信号经过反相处理后提供给所述甲乙类输出级电路，所述上行电流 补偿电路和下行电流补偿电路分别用于补偿输入共模电平上行或是下行时输入 互补差动对管工作电流的减少，所述上行电流补偿电路和下行电流补偿电路还 用于补偿所述甲乙类输出级的工作电流。

如图4所示，是本发明基于内部电流反相的轨到轨运算放大器在第二实施 方式中的结构示意图，在本实施方式中，所述轨到轨输入级电路用于输入信号 共模电平的轨到轨输入，其设置两个输入信号端Vin+和Vin-，包括PMOS互补 差动对、NMOS互补差动对、NMOS有源电流镜、PMOS有源电流镜；所述PMOS 差动对与NMOS互补差动对都工作在亚阈值区；

PMOS差动对中的PMOS管M1和PMOS管M2的源极相连后，分别与所 述电流镜镜像电路和下行电流补偿电路相连；

NMOS互补差动对的NMOS管M3和NMOS管M4的源极相连后，分别与 所述电流镜镜像电路和上行电流补偿电路相连；

PMOS管M1的栅极与NMOS管M3的栅极相连，构成所述轨到轨输入级 电路的同向输入端，PMOS管M2的栅极与NMOS管M4的栅极相连构成轨到 轨输入级电路的反向输入端；

NMOS有源电流镜M5和NMOS有源电流镜M6的源极接电源VDD；

PMOS有源电流镜M7和PMOS有源电流镜M8的源极接地GND；

PMOS管M1的漏极与NMOS管M7的漏极及栅极共点；

NMOS管M3的漏极与PMOS管的漏极及源极共点；

PMOS管M2的漏极与NMOS管M4的漏极共同连接到所述电流反相电路；

PMOS管M6的栅极与PMOS管M5的栅极及漏极共点，其漏极与所述电流 反相电路相连；

NMOS管M8的栅极与NMOS管M7的栅极及漏极共点，其漏极与所述电 流反相电路相连。

在一较佳实施例中，所述电流反相电路用于将所述轨到轨输入级电路的输 出电流信号进行反相处理，包括M9至M14六个MOS管：

NMOS管M9的栅极及漏极均与所述轨到轨输入级电路中的PMOS管M6 的漏极共点，PMOS管M10的栅极及漏极均与所述轨到轨输入级电路中的 NMOS管M8的漏极共点，用于检测轨到轨输入级电路输出电流的变化；

NMOS管M11和NMOS管M9构成镜像电路，NMOS管M11的栅极与 NMOS管M9的栅极共点；PMOS管M12和PMOS管M10构成镜像电路，PMOS 管M12的栅极和PMOS管M10的栅极共点；NMOS管M11的源极和PMOS管 M12的源极共点，NMOS管M11的漏极和PMOS管M12的漏极分别连接所述 电流镜镜像电路；

NMOS管M13的源极和PMOS管M14的源极相连后，与NMOS管M11 和PMOS管M12的源极共点；NMOS管M13的栅极和漏极共点，并且与PMOS 管M14的栅极和漏极共点后分别连接所述电流镜镜像电路，NMOS管M13和 PMOS管M14的栅极作为所述电流反相电路的两个输出端。

所述甲乙类输出级电路的主要作用是实现输出信号的轨到轨输出，其输出 端为Vout，包括M15至M24十个MOS管，如图4所示：

NMOS管M15和PMOS管M16的栅极分别与NMOS管M13和PMOS管 M14的栅极及漏极共点，用于分别镜像NMOS管M13和PMOS管M114的漏 电流；

NMOS管M15的漏极接电源VDD，其源极与PMOS管M19的源极共点；

PMOS管M16的漏极接地GND，其源极与NMOS管的M18的源极共点；

PMOS管M19，其栅极与PMOS管M22的栅极及漏极共点，其漏极与NMOS 管M20的漏极及栅极共点；

NMOS管M20的源极接地GND，其栅极及漏极与NMOS管M24的栅极共 点；

NMOS管M18的栅极与NMOS管M21的栅极及漏极共点，其漏极与PMOS 管M17的漏极及栅极共点；

PMOS管M17的源极接电源VDD，其栅极及漏极与PMOS管M23的栅极 共点；

NMOS管M21的漏极与栅极共点后接所述上行电流补偿电路和电流镜像镜 像电路；

PMOS管M22的漏极与栅极共点后接所述下行电流补偿电路和电流镜像镜 像电路；

PMOS管M23的源极接电源VDD，NMOS管M24的源极接地GND，PMOS 管M23和NMOS管M24的漏极相连后为输出端口Vout。

在一较佳实施例中，所述电流镜镜像电路为各其他各电路的工作提供偏置 电流，包括M25至M43共十九个MOS管，采用典型的共源共栅电流镜结构：

由NMOS管M28和NMOS管M27，与NMOS管M25和NMOS管M26构 成的1:1电流镜，用于将参考电流I_ref精确复制到PMOS管M30和PMOS管M31 中；

由PMOS管M30和PMOS管M31，与PMOS管M33和PMOS管M32构 成的1:K₁电流镜，用于将K₁倍的参考电流I_ref复制到PMOS管M32和PMOS 管M33中；其中，K₁为预设的第一复制比例；

由PMOS管M31和PMOS管M30，与PMOS管M36和M37构成的1:2K₂电流镜，用于将2K₂倍的I_ref复制到PMOS管M42和PMOS管M43中；其中， K₂为预设的第二复制比例；

由PMOS管M31和PMOS管M30，与PMOS管M42和PMOS管M43构 成的1:K₂电流镜，用于将K₂倍的I_ref复制到PMOS管M42和PMOS管M43中；

由NMOS管M25和NMOS管M26，与NMOS管M34和NMOS管M35构 成的1:K₁电流镜，用于将K₁倍的I_ref复制到NMOS管M34和NMOS管M35中；

由NMOS管M25和NMOS管M26，与NMOS管M38和NMOS管M39构 成的1:2K₂电流镜，用于将2K₂倍的I_ref复制到NMOS管M38和NMOS管M39 中；

由NMOS管M25和NMOS管M26，与NMOS管M40和NMOS管M41构 成的1:K₂电流镜，用于将K₂倍的I_ref复制到NMOS管M40和NMOS管M41中；

其中，通过PMOS管M33的漏极与NMOS管M21的漏极和栅极共点，及 NMOS管M34的漏极与PMOS管M22的漏极和栅极共点，K₁倍的I_ref电流用于 所述甲乙类输出级电路的电流偏置；

通过PMOS管M37的漏极与NMOS管M11和NMOS管M12的栅极和漏 极共点，及NMOS管M38的漏极与PMOS管M12和M14的漏极共点，2K₂倍 的电流用于所述电流反相电路的偏置；

通过PMOS管M43的漏极与PMOS管M1和PMOS管M2的源极相连，及 NMOS管M40的漏极与NMOS管M3和NMOS管M4的源极相连，K₂倍的I_ref电流用于所述轨到轨输出级电路的偏置电流；

PMOS管M29用于电压平移，使PMOS管M30及NMOS管M28的漏极维 持相对稳定。

在一较佳实施例中，所述上行电流补偿电路用于当输入共模电平上行至所 述PMOS互补差动对停止工作时，将PMOS管M42和MOS管M43中的工作电 流1:1复制为NMOS互补差动对M3和M4中，保持总工作电流不变，包括M44 至M49共七个MOS管：

PMOS管M44，其栅极由偏压Vb1控制，用于调节上行电流补偿电路的起 始工作电压，其源极与PMOS管M43的漏极、PMOS管M1的源极和PMOS管 M2的源极共点，其漏极连接到由NMOS管M45、NMOS管M46、NMOS管 M47和NMOS管M48构成的1:1共源共栅电流镜，并由NMOS管M47的漏极 与NMOS管M3和NMOS管M4的源极相连，将复制电流补偿为NMOS管M3 和NMOS管M4的工作电流；

由NMOS管M49和NMOS管M50，与NMOS管M45和NMOS管M46构 成的K₃:1共源共栅电流镜，用于将NMOS管M45和NMOS管M46中的K₃倍 电流复制到PMOS管M49和PMOS管M50中，用于提高甲乙类输出级电路输 入信号上行时输出信号的线性度。

在一较佳实施例中，所述下行电流补偿电路用于当输入共模电平下行至所 述NMOS互补差动对停止工作时，将NMOS管M41和NMOS管M40中的工 作电流1:1复制到所述PMOS互补差动对中，保持总工作电流不变，包括M51 至M57共七个MOS管：

NMOS管M55，其栅极由偏压Vb2控制，用于调节下行电流补偿电路的起 始工作电压；其源极与NMOS管M40的漏极、NMOS管M3的源极和NMOS 管M4的源极共点；其漏极连接到由PMOS管M53和PMOS管M54，与PMOS 管M51和PMOS管M52构成的1:1共源共栅电流镜，并由PMOS管M52的漏 极与PMOS管M1的源极和PMOS管M2的源极相连，将复制电流补偿为PMOS 管M1和PMOS管M2的工作电流；

由PMOS管M56和PMOS管M57，与PMOS管M53和PMOS管M54构 成的K₃:1共源共栅电流镜，用于将PMOS管M53和PMOS管M54中的K₃倍 电流复制到PMOS管M56和PMOS管M57中，用于提高甲乙类输出级电路输 入信号下行时输出信号的线性度；其中，K₃为预设的第三复制比例。

接下来阐述本发明基于内部电流反相的轨到轨运算放大器的工作原理：

该电路的轨到轨输入级电路的PMOS和NMOS互补差动对工作在亚阈值状 态。亚阈值区状态下MOS管的跨导可表示为：

$g_{m,\mathrm{subth}}=\frac{I_{\mathrm{Drain}}}{{\mathrm{nV}}_t}---\left(1\right)$

$n=\frac{C_{\mathrm{ox}}+C_{\mathrm{dep}}}{C_{\mathrm{ox}}}---\left(2\right)$

$V_t=\frac{\mathrm{kT}}{q}---\left(3\right)$

其中，I_Drain为MOS管的漏极电流，n为亚阈值斜率因子，V_t为热势电压，C_ox为单位面积山氧化层电容，C_dep为单位面积耗尽区电容，k是玻尔兹曼常数，T是 绝对温度，q是电子电量。由(1)(2)(3)可知亚阈值区的MOS跨导由MOS管 漏极电路决定，因此只要保证PMOS和NMOS互补差动对总的工作电流不变，其 跨导可以保持恒定不变。

如图4中所示，轨到轨输入级电路总跨导为：

$\left(\begin{array}{c}{g}_{m,\mathrm{RTR}}=\frac{I_{P,\mathrm{tail}}}{2n{V}_t}+\frac{I_{N,\mathrm{tail}}}{2n{V}_t}\\ =\frac{I_{P,\mathrm{tail}}+I_{N,\mathrm{tail}}}{2n{V}_t}\end{array}\right)---\left(4\right)$

式中，I_P,tail为PMOS互补差动对管的尾电流，I_N,tail为NMOS互补差动对管的 尾电流，均为K₂I_ref。如果PMOS互补差动对管停止工作时将I_P,tail补偿到I_N,tail，或 是NMOS互补差动对管停止工作时将I_N,tail补偿到I_P,tail，就可以维持轨到轨输入级 电路跨导的恒定，其总跨导就可表示为：

$g_{m,\mathrm{RTR}}=\frac{K_2{I}_{\mathrm{ref}}}{{\mathrm{nV}}_t}---\left(5\right)$

式中，K₂为共源共栅电流镜的复制比例，I_ref为参考电流。因此，该电路的 工作过程可以分为共模输入电平非常接近VDD/2、共模输入电平上行、共模输 入电平下行三个部分。

(1)当输入共模电平非常接近VDD/2时，PMOS互补差动对M1和M2与 NMOS互补差动对M3和M4均正常工作，上行电流补偿电路和下行电流补偿电路 均处于关闭状态，总跨导为PMOS和NMOS互补差动对管跨导相加，由(4)式 得其总跨导值K₂I_ref/nV_t。

(2)当输入共模电压上行至PMOS互补差动对M1和M2停止工作时，上行 电流补偿电路开始工作，将PMOS管M42和M43中的电流补偿为NMOS互补差动 对的工作电流，此时NMOS互补差动对总的工作电流为2倍的K₂I_ref，由(5)得 其总跨导值为K₂I_ref/nV_t，与两对差动互补对管同时工作时一致，保持了跨导的 恒定。

同时，通过NMOS管M49和M50镜像得到的K₃倍补偿电流补偿至甲乙类输出 级电路M22的漏极，形成输入到输出的电流负反馈环路，防止在较高输入共模电 压时M20进入亚阈值区，从而有效提高了输出信号的线性度。

(3)当输入共模电压下行至NMOS互补差动对停止工作时，下行电流补偿 电路开始工作，将NMOS管M40和M41中的电流补偿为PMOS互补差动对的工作 电流，此时NMOS互补差动对总的工作电流为2倍的K₂I_ref，其总跨导值为 K₂I_ref/nV_t，保持在恒定状态。下行电流补偿电路形成的负反馈形式与上行电流 补偿电路相似，防止M17进入亚阈值状态。

整个电路的工作流程如图3所示：轨到轨输入级电路、电流反相电路、甲 乙类输出级电路由电流镜镜像电路提供偏置电流，电流反相电路通过MOS管 M9和M10将轨到轨输入级电路的输出电流信号经过反相处理后提供给甲乙类 输出级电路，通过上行电流补偿电路和下行电流补偿电路补偿输入共模电平上 行或是下行时输入互补差动对管工作电流的减少，从而保持工作电流的不变， 维持输入总跨导的恒定；并通过上行电流补偿电路和下行电流补偿电路补偿甲 乙类输出级的工作电流，提高甲乙类输出级电路输出信号的线性度，降低谐波 失真。

本实施例的基于内部电流反相的轨到轨运算放大器，该电路可以工作在低 电源电压下，其输入和输出均能达到电源到地的轨到轨电压范围，且跨导波动 较小，仿真结果表明，在3.3V电源电压下，在输入共模电压从0V升高到3.3V 时，其跨导波动小于2.5％。本实施例的电路通过将补偿电流引入甲乙类输出级 电路，有效提高了输出信号的线性度，降低了谐波失真。

以上所述实施例仅表达了本发明的几种实施方式，其描述较为具体和详细， 但并不能因此而理解为对本发明专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域 的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和 改进，这些都属于本发明的保护范围。因此，本发明专利的保护范围应以所附 权利要求为准。