一种基于RF能量检测的Sub-1G射频前端电路设计及参数调整方法

摘要

本发明公开了一种基于RF能量检测的Sub-1G射频前端电路设计及参数调整方法，其中，基于RF能量检测，调整二阶椭圆函数低通滤波器中的元件参数值的步骤具体包括以下步骤：获取信道能量值；计算无线信号在传输线路上的能量损耗及节点间的通信距离；根据计算出的传输线路上的能量损耗和节点间的通信距离，调整二阶椭圆函数滤波器的元件参数值。本发明设计的Sub-1G射频前端电路稳定性和可靠性高，并可以基于RF能量检测，调整二阶椭圆函数低通滤波器中的元件参数值，通过更换射频电路中的实际电子元件值来达到传输线及负载的阻抗与射频源阻抗相匹配，实现了最大发射功率的传输。

说明书

技术领域

本发明涉及射频技术领域，特别涉及一种基于RF能量检测的Sub-1G射频前端电路设计及参数调整方法。 

背景技术

Sub-1G频段是我们国家的免申请段发射接收频率，可直接使用，穿透性强，适用于障碍物较多、需要无线传输的应用。Sub-1G按照无线传输频段又可细分为433MHz、470MHz、868MHz、915MHz四个系列。相比于2.4G频段，Sub-1G频段在覆盖效果和容量之间效果更佳，目前被广泛应用于移动通信和无线网络领域。 

现有的射频前端电路一般结构复杂，系统的稳定性和可靠性低，传输线上的功率损耗大，并且电路中的元件参数值是理论算出来的，实际效果大不理想，而现有技术又不存在对射频前端电路的元件参数值的调整的技术方案。因此，现有的射频前端电路设计结构不合理，并且不能基于RF能量检测调整电路的元件参数值，从而不能实现最大发射功率的传输。 

因此，需要一种能够有效地设计Sub-1G射频前端电路并且能够调整电路元件的参数的方法。 

发明内容

为此，本发明提出一种基于RF能量检测的Sub-1G射频前端电路设计及参数调整方法，可充分地消除由于现有技术的限制和缺陷导致的一个或多个问题。 

本发明另外的优点、目的和特性，一部分将在下面的说明书中得到阐明，而另一部分对于本领域的普通技术人员通过对下面的说明的考察将是明显的或从本发明的实施中学到。通过在文字的说明书和权利要求书及附图中特别地指出的结构可实现和获得本发明目的和优点。 

本发明提供了一种基于RF能量检测的Sub-1G射频前端电路设计及参数调整方法，所述方法具体包括以下步骤： 

步骤1，计算Sub-1G射频前端电路中的传输导线的宽度； 

步骤2，设计二阶椭圆函数低通滤波器，所述二阶椭圆函数低通滤波器由2个谐振电感、2个谐振电容和3个耦合电容组成，其中，第一谐振电感(L1)和第一谐振电容(C1)并联形成第一LC并联谐振器，第二谐振电感(L2)和第二谐振电容(C2)并联形成第二LC并联谐振器，第一LC并联谐振器和第一端口之间通过第一耦合电容(C3)接地，第一LC并联谐振器和第二LC并联谐振器之间通过第二耦合电容(C4)接地，第二LC并联谐振器和第二端口之间通过第三耦合电容(C5)接地； 

步骤3，设计L型匹配网络并计算出L型匹配网络中电容和电感的参考值； 

步骤4，基于RF能量检测，调整二阶椭圆函数低通滤波器中的元件参数值；所述步骤4具体包括以下步骤： 

步骤4.1，获取信道能量值； 

步骤4.2，计算无线信号在传输线路上的能量损耗及节点间的通信距离； 

其中，通过公式PL＝P(T)-P(R)来计算能量损耗，其中，P(T)为发送数据时的能量值，P(R)为接收数据的能量值；将计算出的PL代入以下公式来 计算出节点间的通信距离： 

PL＝32.44+20*log(d)km+20*log(f)MHz，其中，频率f为433MHz； 

步骤4.3，根据在步骤4.2中计算出的传输线路上的能量损耗和节点间的通信距离，调整二阶椭圆函数滤波器的元件参数值。 

优选的，所述步骤1具体包括：根据以下公式计算传输导线的宽度w： 

$Z_0=\left(\frac{Z_f}{2\pi *\sqrt{{ϵ}_{\mathrm{eff}}}}\right)*\ln (8*\frac{h}{w}+\frac{w}{4h})$

其中，Z₀＝50Ω，其为期望的Sub-1G射频前端电路中的传输线的特性阻抗， 为自由空间的波阻抗，h为PCB板的厚度，ε_eff是由下述计算公式给出的有效介电常数： 

${ϵ}_{\mathrm{eff}}=\frac{{ϵ}_r+1}{2}+\frac{{ϵ}_r-1}{2}[{(1+12\frac{h}{w})}^{-1/2}+0.04*{(1-\frac{w}{h})}^2].$

优选的，所述步骤2具体包括： 

步骤2.1，根据查表获知二阶椭圆函数滤波器原型的各个归一化参数值g1，g2，g3； 

步骤2.2，计算归一化耦合系数k₁₂...k_n-1,n，其中，其中n＝3； 

步骤2.3，计算滤波器耦合系数K₁₂...K_n-1,n，其中，n＝3，其中，Δf为带宽，f₀为中心频率； 

步骤2.4，适当选择谐振器的谐振电感(L1，L2)的值； 

步骤2.5，计算第一端口和第二端口的端口特性阻抗，其中： 

第一端口的特性阻抗计算公式为：

第二端口的特性阻抗计算公式为：

步骤2.6，根据下述公式计算谐振器的谐振电容(C1，C2)的值C_resonator： 

$C_{\mathrm{resonator}}=\frac{1}{{\omega }_0^2*L_{\mathrm{resonator}}}=\frac{1}{{\left(2\pi f_0\right)}^2*L_{\mathrm{resonator}}};$

步骤2.7，根据下述公式计算各个耦合电容器(C3，C4，C5)的值，实际是计算(C3,C4)或(C4,C5)的值： 

C₁₂＝K₁₂C_resonator，C_n-1,n＝K_n-1,nC_resonator，n＝3； 

在实际设计椭圆函数滤波器时，一般令C3＝C5。 

步骤2.8，将端口阻抗变换成所要求的特征阻抗。 

优选的，在步骤2.4中，选择的谐振电感值为6.8nH。 

优选的，在步骤2.8中，所要求的特征阻抗为50Ω。 

优选的，通过读取微控制器的寄存器的能量值字段并将读取到的能量值转换为信号强度，来获取信道能量值。 

优选的，步骤4.3中所述的调整二阶椭圆函数滤波器的元件参数值进一步包括：首先调整以0.2NH为调整步长调整谐振电感L1或L2的值，然后以0.3PF或0.4PF为调整步长调整耦合电容C3或C5的值。 

本发明设计的Sub-1G射频前端电路稳定性和可靠性高，并可以基于RF能量检测，调整二阶椭圆函数低通滤波器中的元件参数值，通过更换射频电路中的实际电子元件值来达到传输线及负载的阻抗与射频源阻抗相匹配，实现了最大发射功率的传输。 

附图说明

图1为根据本发明实施例的Sub-1G射频前端电路的模块图。 

图2a示出了椭圆函数、二项式(巴特沃斯)及切比雪夫低通滤波器的衰减 变化曲线。 

图2b示出了本发明所采用的二阶椭圆函数低通滤波器模型。 

图3示出了根据本发明实施例二阶椭圆函数低通滤波器电路中的各个电子元件值的具体设计步骤。 

图4为根据本发明实施例的L型匹配网络设计模型。 

图5为根据本发明实施例的、基于RF能量检测，调整二阶椭圆函数低通滤波器中的元件参数值的流程图。 

具体实施方式

下面参照附图对本发明进行更全面的描述，其中说明本发明的示例性实施例。 

RF前端电路连接有天线。天线是无线设备收发电磁波信号的一种重要电子部件。无论是无线电通信、广播、电视、雷达、导航、电子对抗、遥感等通信工程系统，凡是利用电磁波来传递信息的，都要依靠天线来进行工作。因此，射频天线对于无线节点通信也是至关重要，天线设计的好坏将直接关系到无线信号收发质量，影响无线信号的收发距离。 

目前市场上常见的天线主要有PCB天线、Chip天线和Whip天线。其中，PCB天线成本较低，但设计难度较大，需要考虑的无线射频因素较多；Chip天线，即陶瓷天线，体积小，成本适中，适合用于较短距离通信的应用场景；Whip天线性能最好，无线信号放大效果明显，成本相对较高。 

综合考虑信号增益、阻抗匹配、信道带宽、节点尺寸、通信稳定和成本等因素，本发明优选的选用符合SMA(SubMiniature Version A)标准接口的Whip天 线作为SD-WSN无线节点的射频天线，以适应不同的应用场景的需要，但是，PCB天线和Chip天线同样适用本发明。 

本发明的Sub-1G射频电路采用了KW01无线射频芯片，由于KW01无线射频芯片内部集成了工作于Sub-1GHz无线频段下的无线射频收发器SX1233，相比飞思卡尔公司先前推出的其他ZigBee无线射频芯片来说，其无线收发距离更远。同时，鉴于其内部集成了双向级联、单向功率放大器、低噪声放大器，所以在设计无线节点的射频前端电路时，无需考虑采用外扩功率放大器和低噪声放大器来加强无线信号的增益以增加无线传输距离的设计方案。同时，无线射频收发器SX1233可支持两种无线收发工作模式：标准功率输出模式和增强功率输出模式，为用户大功率无线传输提供了更多的选择方式。 

另外，又可将天线分为单端天线和差分天线。单端天线又称为非平衡天线，差分天线又称为平衡天线。KW01无线射频芯片与飞思卡尔公司之前推出的MC1321X、MC1322X和MC1323X系列的ZigBee无线射频芯片所使用的差分天线不同，KW01采用的是单端天线接口。因此，不需要使用巴伦(平衡/不平衡变压器)电路进行正反电压变化。这将简化SD-WSN无线节点中Sub-1G无线射频前端电路的硬件设计，降低射频硬件的设计复杂度，缩短芯片应用开发周期。其中，单端天线主要依靠地(ground)作为参考信号，它的特性阻抗一般为50Ω。 

图1示出了Sub-1G射频前端电路的模块图。根据嵌入式系统硬件构件化的设计原则，并综合考虑信号增益、特性阻抗匹配、低通滤波、信号反射和辐射模型等多个射频电路设计要素，本发明采用二阶椭圆函数低通滤波器结合双L形匹配网络的方式设计射频前端电路，给出了如图1所示的Sub-1G射频前端电路的模块图。除了图1示出的模块之外，Sub-1G射频前端电路还包括无线射频芯片、二阶椭圆函数低通滤波器和双L形匹配网络等模块，其中，二阶椭圆函数低通滤 波器与无线射频芯片相连，其主要用于对高频信号中的特定频率或频段内的频率分量做加强或衰减处理；双L形匹配网络设置在在射频天线和收发复用引脚RFIO及大功率发射端引脚PA_BOOST之间，以提供合理的特性阻抗匹配、阻带抑制，降低传输线上的功率损耗，提高发射功率容量。上述各个器件之间的连接关系对本领域技术人员来说是公知的，并且本发明的主要目的在于对二阶椭圆函数低通滤波器和双L形匹配网络的设计及参数调整方面，因此，为了简单清楚的示出的目的，图1中没有具体地示出无线射频芯片、二阶椭圆函数低通滤波器和双L形匹配网络等原件。 

图1所示的Sub-1G射频前端电路通过软件配置，可实现两种无线收发工作模式的切换。其中，第一选频电路13通过10pF的电容与第一天线11连接，第二选频电路14通过10pF的电容与第一天线12连接，第一选频电路13和第二选频电路14主要用于对有用信号进行选频，输出无干扰的信号。VR_PA(RF)引脚通过第一交流性阻断无源网络15和第二交流性阻断无源网络16后，为发送端的功率放大器PA提供无波动的纯净电源。当处于标准功率输出模式时，KW01芯片主要通过RFIO引脚来进行无线信号的收发。在该模式下，可提供-18dBm至+13dBm范围内的功率输出，通过软件配置，最小功率调节的增量为1dB。当处于增强功率输出模式，RFIO引脚用作信号接收端，而PA_BOOST引脚用作大功率信号发送端，通过编程配置，可切换PA_BOOST端为双向级联或单向发射功率增强模式。在增强功率输出模式下，可提供-18dbm至+17dBm范围内功率输出。 

本发明的重点就在于设计Sub-1G射频前端电路，并基于RF能量检测对电路的参数进行调整。下面将对其做详细描述。 

本发明所提出的一种基于RF能量检测的Sub-1G射频前端电路设计及参数调整方法，主要包括以下步骤： 

步骤1，计算Sub-1G射频前端电路中的传输导线的宽度。 

本发明使用的KW01无线射频芯片工作于1GHz以下的无线频段，该无线频段属于特高频(UHF)，其波长一般以cm为度量单位。所以，在射频电路中，当无线电波长与分立电子元件的几何大小及PCB的敷铜导线长度相比拟时，会产生传输线路的特性阻抗，增加电路的辐射损耗，降低射频源的发射输出功率。因此，在绘制射频前端电路的PCB图时，合理选择敷铜导线的走线宽度将会改变传输线路的特性阻抗，当其与射频源的特性阻抗相匹配时候，可以有效降低发射功率损耗，从而提高无线节点的收发距离。 

根据半导体特性阻抗的近似表示式，同时结合基尔霍夫电压和电流定律理论公式，作为一级近似，与PCB板的厚度h相比假定线路的厚度t能够忽略，在这种情况下，我们可利用与线路相关尺寸(w和h)以及介电常数ε_r有关的经验公式，可得一般PCB中的传输导线的特性阻抗Z₀为： 

$Z_0=\left(\frac{Z_f}{2\pi *\sqrt{{ϵ}_{\mathrm{eff}}}}\right)*\ln (8*\frac{h}{w}+\frac{w}{4h})---\left(1.1\right)$

其中，为自由空间的波阻抗，w为传输导线的宽度，h为PCB板的厚度，ε_eff是由下式计算公式给出的有效介电常数： 

${ϵ}_{\mathrm{eff}}=\frac{{ϵ}_r+1}{2}+\frac{{ϵ}_r-1}{2}[{(1+12\frac{h}{w})}^{-1/2}+0.04*{(1-\frac{w}{h})}^2]---\left(1.2\right)$

在实际应用中，一般射频芯片内部的射频源信号线阻抗为50Ω或200Ω(可以选择，一般我们选择50Ω)，为了与射频源的特性阻抗相匹配，我们期望射频电路中的传输线需要具有的特性阻抗Z₀也为50Ω(定值)，故可以根据所选用的PCB板材类型对应的实际介电常数ε_r(由PCB板材提供商所决定，一般也为定值)、厚度h(可调值)及无线频率(定值，本发明针对433MHz无线频率)，同时结合传输导线宽度w和PCB厚度比w/h之间的规律曲线，可求得所需的传输线的设计 宽度w，从而降低射频系统的有线传输功率损耗。 

表1-1列出一些典型PCB的阻抗(50Ω)控制的参数： 

表1-1特性阻抗(50Ω)下的典型控制的参数 

步骤2，设计二阶椭圆函数低通滤波器。 

在设计射频电路时，对高频信号中的特定频率或频段内的频率分量做加强或衰减处理是个十分重要，因此，设计合适的滤波器至关重要。 

根据基本电路理论，可以将滤波器分为低通、高通、带通和带阻滤波器四大类。针对滤波器的不同种类，主要考虑以下参数特性： 

(1)RF插入损耗：在理想情况下，插入到射频电路中的滤波器，不应在其通带范围内引入其他功率损耗。然而，在实际应用中，无法消除滤波器固有的、某种程度的功率损耗。插入损耗可以定量地描述功率响应幅度与0dB基准的差值，其数学表达式为： 

$\mathrm{IL}=10\log \frac{P_{\mathrm{in}}}{P_L}=-10\log (1-{\left|F_{\mathrm{in}}\right|}^2)---\left(1.3\right)$

其中，P_L是滤波器向负载输出的功率，P_in是滤波器从信号源得到的输入功率，是从滤波器对信号源的反射系数。 

(2)回波损耗：又称为反射损耗。在高频电路中，反映了由于传输线路阻抗不匹配而产生的入射波能量反射的比例。 

(3)波纹：从射频电路中的滤波器理论知识可知，通过定义的波纹系数以描述通带内信号响应的平坦度，并采用dB为单位表示响应幅度的最大值与最小值之差。 

(4)带宽：定义了滤波器对通带内对应于3dB衰减量的上边频和下边频的频率差值： 

BW^3dB＝f_U^3dB-f_L^3dB   (1.4) 

(5)矩形系数：该指标是60dB带宽与3dB带宽的比值，其描述了滤波器在截止频率附近响应曲线变化的陡峭程度： 

$\mathrm{SF}=\frac{{\mathrm{BW}}^{60\mathrm{dB}}}{{\mathrm{BW}}^{3\mathrm{dB}}}=\frac{{f_U}^{60\mathrm{dB}}-{f_L}^{60\mathrm{dB}}}{{f_U}^{3\mathrm{dB}}-{f_L}^{3\mathrm{dB}}}---\left(1.5\right)$

(6)阻带抑制：在理想情况下，都希望滤波器在阻带频段内具有无穷大的衰减量。然而，在实际射频电路的设计中，一般只能得到与滤波器元件数目相关的有限衰减量。在实际应用中，为了使阻带抑制与矩形系数建立联系，通常以60dB作为阻带抑制的参考设计值。 

在充分参考三种滤波器衰减系数与无线频率的关系曲线图的前提下，结合KW01芯片无线射频收发器SX1233的射频特性，在对射频前端电路的设计部分采用椭圆函数低通滤波器。图2a对比了椭圆函数、二项式(巴特沃斯)及切比雪夫低通滤波器的衰减变化曲线。其中，巴特沃斯滤波器具有单调的衰减曲线，在实际设计中比较容易实现，但想要在通带和阻带之间实现陡峭的过渡衰减变化，则需要更多的分立电子元件，这会增加硬件设计成本；切比雪夫滤波器可以得到较好的陡峭过渡衰减曲线，在通带内的衰减曲线有某种程度的起伏(即为波纹)， 并且其衰减曲线的波纹在通带或阻带内保持相等的幅度；相比前两种滤波器，椭圆函数滤波器在通带和阻带之间的过渡变化最为陡峭，缺点在于其在两端具有波纹影响。 

为了尽可能地减少射频外围元件数量，降低传输线损耗，并且使滤波器保持良好的截止频率特性，本发明在设计射频前端电路时采用如图2b所示的二阶椭圆函数低通滤波器。如图2b所示，本发明所采用的二阶椭圆函数低通滤波器由2个谐振电感、2个谐振电容和3个耦合电容组成，其中，第一谐振电感(L1)和第一谐振电容(C1)并联形成第一LC并联谐振器，第二谐振电感(L2)和第二谐振电容(C2)并联形成第二LC并联谐振器，第一LC并联谐振器和第一端口之间通过第一耦合电容(C3)接地，第一LC并联谐振器和第二LC并联谐振器之间通过第二耦合电容(C4)接地，第二LC并联谐振器和第二端口之间通过第三耦合电容(C5)接地。 

由于椭圆滤波器传输函数是一种较复杂的逼近函数，利用传统的设计方法进行电路网络综合分析需要进行较为繁琐的数学计算。因此本发明利用查表计算法，查阅二阶0.1dB波纹的椭圆函数低通滤波器模型中的各归一化的值，并根据所需要的无线信号中心频率及带宽分别算出归一化耦合系数和滤波器耦合系数，从而选择适当的谐振电感值。然后，依次算出各个电容值(包括谐振电容和耦合电容值)并结合前端网络端口的特性阻抗值进行变换，最终得到理论计算值。 

二阶椭圆函数低通滤波器电路中的各个电子元件值的具体设计步骤如图3所示。结合图3所示，步骤2具体包括以下子步骤： 

步骤2.1，根据查表获知二阶椭圆函数滤波器原型的各个归一化参数值g1，g2，g3； 

表1-2列出了对应于图2b椭圆函数滤波器的各个元件的归一化参数值。 

表1-2带内起伏量为0.1dB时的椭圆函数滤波器各元件归一化值 

在设计椭圆函数滤波器时，首先要明确设计的目标，假设我们需要设计一个中心频率f₀竹·为433MHz、带宽If为2MHz(±1MHz)、特征阻抗为50Ω的二阶椭圆函数滤波器。作为设计的第一步，首先要以表1-2中阻带频率为2MHz下的归一化的元件值作为依据，求得一组与设计所要求相同的参数，二阶椭圆函数滤波器应有3个参数，令其为g1、g2与g3(gn为n-1阶高通滤波器的参数)。这个g1、g2与g3的值就等于归一化的元件值(分别对应图2b中的C3、C1与L1)。 

步骤2.2，计算归一化耦合系数k₁₂...k_n-1,n，其中，其中n＝3； 

在步骤2.2中，二阶椭圆函数滤波器是由2个谐振器(图2b中的C1与L1、C2与L2所组成的谐振器)和3个耦合器k(C3、C4与C5)所组成，我们根据g1、g2与g3求出一组归一化耦合系数k12，k23。 

步骤2.3，计算滤波器耦合系数K₁₂...K_n-1,n，其中，n＝3，其中，Δf为带宽，f₀为中心频率； 

在步骤2.3中，二阶椭圆函数滤波器是由2个谐振器(图2b中的C1与L1、C2与L2所组成的谐振器)和3个耦合器k(C3、C4与C5)所组成，我们根据g1、g2与g3求出一组归一化耦合系数k12，k23。 

步骤2.4，适当选择谐振器的谐振电感(L1，L2)的值； 

在步骤2.4中，适当选取LC并联谐振器的电感值(L1，L2)，根据设计者经验，一般为10nH左右，并无绝对要求，本发明优选的采用6.8nH，即对应图2b 中的L1与L2。 

步骤2.5，计算第一端口和第二端口的端口特性阻抗，其中： 

第一端口的特性阻抗计算公式为：

第二端口的特性阻抗计算公式为：

步骤2.6，根据下述公式计算谐振器的谐振电容(C1，C2)的值： 

$C_{\mathrm{resonator}}=\frac{1}{{\omega }_0^2*L_{\mathrm{resonator}}}=\frac{1}{{\left(2\pi f_0\right)}^2*L_{\mathrm{resonator}}},$其中，C_resonator是谐振电容值(即，第一谐振电容(C1)和第二谐振电容(C2)的值)，本发明中，第一谐振电容(C1)和第二谐振电容(C2)的值相同。 

步骤2.7，根据下述公式计算各个耦合电容器值： 

C₁₂＝K₁₂C_resonator，C_n-1,n＝K_n-1,nC_resonator，n＝3。 

因电路中包含两个耦合系数K12与K23，但这两个耦合系数不可能作为耦合元件来用于实现耦合滤波器，所以要实现滤波器，还得把K12与K23换成耦合电容器，C12＝K12*Cresonator，C23＝K23*Cresonator。(对应图2b中的C3、C4或C4、C5)。 

步骤2.8，将端口阻抗变换成所要求的特征阻抗； 

前面所设计出来的谐振耦合参数，其图2b中两端Port的阻抗分别为Z1与Z2， 并不是所预期的50Ω，所以我们还需要将其变为预期值，进行阻抗变换就是先求得这两个特征阻抗的比值K，然后用K去除图2b中的各个电容值，用K去乘图2b电路中的各个电感值。 

到此为止，我们就得到了阻抗为50Ω下的椭圆函数滤波器电路中的所有电容、电感值，也就完成二阶椭圆函数低通滤波器的设计。 

步骤3，设计L型匹配网络并计算出L型匹配网络中电容和电感的参考值。 

图4所示为由电容和电感两个分立电子元件组成的简单L型匹配网络设计模型，其中，Z_T为无线信号在当前频率点的输出阻抗，Z_A为天线的输入阻抗，Z_M则为L形匹配网络的输出阻抗。为了实现无线信号源与负载之间最大功率传输，需要使信号源的输出阻抗与负载阻抗共轭相等，即为Z_M与Z_A共轭复数相等。因此，阻抗Z_M的值等于Z_T与电容C并联后再与电感L串联： 

$Z_M=\frac{1}{Z_T^{-1}+j{B}_C}+j{X}_L---\left(1.6\right)$

其中，B_C＝wC是电容的电纳，X_L＝wL是电感的感抗。将无线发射机与天线的阻抗表示为实部与虚部的形式(即Z_T＝R_T+jX_t和Z_A＝R_A+jX_A)，则可以将上述表达式转化为： 

$\frac{R_T+j{X}_T}{1+j{B}_C(R_T+j{X}_T)}+{\mathrm{jX}}_L=R_A-j{X}_A---\left(1.7\right)$

将(3.7式)的实部和虚部分开，则可得到两个方程： 

R_T＝R_A(1-B_CX_T)+(X_A+X_L)B_CR_T   (1.8a) 

X_T＝R_TR_AB_C-(1-B_CX_T)(X_A+X_L)   (1.8b) 

求出(3.8a)式中的X_L并带入(3.8b)式可得一个关于B_C的二次方程，其解为： 

$B_C=\frac{X_T\pm \sqrt{\frac{R_T}{R_A}(R_T^2+X_T^2)-R_T^2}}{R_T^2+X_T^2}---\left(1.9a\right)$

由于R_T＞R_A,所以根号内的值为正值且大于为保证(1.9a)式为正值，选取该式为正号。将(1.9a)式代入(1.8a)式可得到X_L为： 

$X_L=\frac{1}{B_C}-\frac{R_A(1-B_C{X}_T)}{B_C{R}_T}-X_A---\left(1.9b\right)$

将实际设计射频电路过程中的参数，包括信号在当前频率点的输出阻抗Z_T和 天线的输入阻抗Z_A，代入(1.9a)和(1.9b)式即可得出，L型匹配网络中电容和电感的近似参考设计值。 

二阶椭圆函数低通滤波器与双L形匹配网络的组合，主要有以下特点： 

(1)在射频天线和收发复用引脚RFIO及大功率发射端引脚PA_BOOST之间提供合理的特性阻抗匹配、阻带抑制，降低传输线上的功率损耗，提高发射功率容量。 

(2)在L形匹配电路中，通过使用适当的电容和电感的值进行阻抗变换，确保发射源与负载之间形成最小反射，实现发射功率的优化。 

(3)采用所需元件量较少的二阶椭圆函数低通滤波器设计方案，在降低射频电路的设计复杂度的同时，有效提高了系统的稳定性和可靠性。 

通过以上描述，已经设计好了Sub-1G射频前端电路中的二阶椭圆函数低通滤波器电路和L型匹配网络的电路，但是电路中的元件参数值是理论算出来的，实际效果大不理想。本发明基于能量检测算法来推测Sub-1G前端电路设计中滤波器各个电子元件值的实际值。根据发射节点的发射信号强度，能量检测获得节点接收能量值，利用理论及经验得到连接质量计算出Sub-1G射频前端电路设计中的反射系数和回波损耗射频性能参数，并通过更换射频电路中实际电子元件值达到传输线及负载的阻抗与射频源阻抗相匹配，实现最大发射功率的传输。 

下面对调整二阶椭圆函数低通滤波器中的各个电子元件参数进行详细说明。 

步骤4，基于RF能量检测，调整二阶椭圆函数低通滤波器中的元件参数值；步骤4具体包括以下步骤： 

步骤4.1，获取信道能量； 

由于所使用的Sub-1G芯片—KW01内部集成的SX1233无线收发器可支持信道能量检测、链路质量指示、空闲信道评估等物理层基础服务功能，所以KW01 具有检测能量的硬件实现，因此无线信号的能量检测，可以通过硬件实现。硬件会将得到的信号能量值通过一定的计算转换存入到微控制器的RegRssiValue寄存器的RssiValue[7:0]能量值字段。信号强度与寄存器内RssiValue[7:0]之间的转换可以由转换得到，即 

Enery(R)＝-(dec(RssiValue[7:0]/2))   (2) 

其中Enery(R)的单位为dBm。式中dec表示十进制数值。 

步骤4.2，计算无线信号在传输线路上的能量损耗及节点间的通信距离； 

因为通过读取Sub-1G芯片—KW01的寄存器RssiValue[7:0]的值，并通过式(2)可以计算出接收到的无线数据在此处的信号强度。由于已知发送数据时的能量P(T)和接收数据的能量值P(R)(这两个值的大小已知，可以通过KW01芯片的MCU方软件配置调节)，因此可以得出在以固定的节点之间传输距离为D的情况下的实际能量损耗。 

PL＝P(T)-P(R)   (3) 

同时结合理论传播损耗公式LFS＝32.44+20*LOG(D)KM+20*LOG(F)MHZ，通过分析，实际能量损耗PL与理论传播能量损耗LFS之间具有线性等价关系，故可以得出PL＝LFS,即 

PL＝32.44+20*log(d)km+20*log(f)MHz；   (4) 

由式(3)，我们可以得到PL，同时，本发明针对433MHZ频率，故f频率为固定值433MHZ，将已知量代入式(4)可以得出通信距离D。以上是计算433MHZ信道两个节点之间距离的理论基础并且是在理想条件下。但是在实际测试时，由于受到其他电磁波、障碍物、湿度、温度等因素的影响，导致测试的结果与理论结果有偏差。 

步骤4.3，根据在步骤4.2中计算出的传输线路上的能量损耗和节点间的通 信距离，调整二阶椭圆函数滤波器的元件参数值。 

如前所述，由于利用传统的设计方法进行电路网络综合分析需要进行较为繁琐的数学计算，因此在设计时候一般利用查表计算法，查阅低通滤波器函数模型中的各归一化的值，并根据中心频率及带宽分别算出归一化耦合系数和滤波器耦合系数，从而选择适当地谐振电感值。然后，依次算出谐振电容及各个耦合电容值并结合前端网络端口的特性阻抗值进行变换，最终得到理论计算值。 

同时，本发明根据上述对能量损耗的计算值对射频电路进行优化，合理地选择变换图2b中电容电感的元件值，调整时，应以C3、L1或C5、L2为主要调整目标，先调整电感L1或L2的值，并以0.2NH为调整步长进行左右调整测试，当选择的电感值使得无线节点的发送接收能量值达到一个相对较好值时，再调整C3或C5，调整电容时，以0.3PF或0.4PF为调整步长，来寻找滤波器的最佳性能点，尽可能地实现最大发射功率的传输，必须使得半导体线路及负载的阻抗与射频源阻抗相匹配。 

经过大量实验证明，结合KW01芯片的MCU方软件，在实际调整过程中，调整C3或C5的值便能够达到预期的效果，表1-3中列出了调整前后元件的值的对比。 

表1-3Sub-1G射频前端电路实验参数说明(以433MHz为例) 

本发明不用增强天线，通过测量能量进行参数调整，可达到1000米的通信距离，表1-4展示了在700米与1000米距离时，不同的发射功率下无线数据收发 的丢包率对比。从表中可以看出，电路元件参数调整后，无线数据收发效果得到了明显的提高。 

表1-4433MHz下参数调整前后数据包收发测试结果对比 

以上内容仅为本发明的较佳实施例，对于本领域的普通技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。