一种原边并串补偿副边串联补偿的非接触谐振变换器

摘要

本发明公开一种原边并串补偿副边串联补偿的非接触谐振变换器，包括直流源、电流源型逆变桥、原边第一补偿电容、原边第二补偿电容、非接触变压器、副边第三补偿电容及副边整流滤波电路，其中电流源型逆变桥的输入端与直流源并联，原边第一补偿电容并联在电流源型逆变桥的输出端；原边第二补偿电容与非接触变压器的原边绕组串联后并联在原边第一补偿电容的两端；原边第一、第二补偿电容补偿激磁电感和原边漏感；所述非接触变压器的副边绕组与副边第三补偿电容串联后与副边整流滤波电路的输入端并联，副边第三补偿电容补偿副边漏感，适用于大多数非接触式电能传输场合。

说明书

技术领域

本发明涉及一种适用于非接触电能传输系统的原边并串补偿副边串联补偿的非接 触谐振变换器，属于电能变换领域。

背景技术

非接触电能传输技术利用非接触变压器实现能量的无线传递，具有使用安全方便、 无机械磨损、少维护、环境适应能力强等优点，已成为业界广泛关注的新型电能传输形 式。非接触变压器是非接触电能传输系统的核心元件，分离的原、副边绕组及较大的气 隙使其漏感较大、激磁电感较小。因而非接触变换器必须采用多元件谐振变换器，对漏 感和激磁电感分别补偿，来提高电压增益和功率传输能力，同时减小环流损耗、提高变 换效率。相应的，非接触谐振变换器的补偿方式一直以来就是非接触电能传输系统研究 的重点之一。为了实现系统良好的变压器参数适应能力和高效率，相应的要求补偿方式 要满足增益对负载变化和非接触变压器气隙变化不敏感以及输入阻抗接近纯阻性。

目前常用的非接触谐振变换器的补偿方式为双电容补偿，包括原边串联/副边串联 (简称串/串补偿)、原边串联/副边并联(简称串/并补偿)、原边并联/副边串联(简称并 /串补偿)以及原边并联/副边并联(简称并/并补偿)四种补偿方式。为了能够适应负载 的变化，让谐振变换器工作在增益交点处成为众多研究人员不约而同的选择。而且由于 实际工作中负载大多为蓄电池，为提高蓄电池的使用寿命则较好的供电方式为输出恒流 给电池充电。然而目前对于非接触电能传输场合下补偿方式的研究主要集中在输出电压 恒定的研究上，如香港理工大学2009年发表的文章“人工心脏用非接触变换器的分析 设计和控制”：Chen Q.,Wong S.C.,and etc.Analysis,design,and control of a transcutaneous  power regulator for artificial hearts[J].IEEE Trans on Biomedical Circuits and Systems， 2009，13(1)：23-31研究了串/串补偿的输出电压增益交点特性，使得变换器自动工作在 增益交点处获得良好的负载动态特性；又如南京航空航天大学2012年发表的“定增益 自激式非接触谐振变换器的特性和控制”：Ren X.，Chen Q.,and etc.Characterization and  control of self-oscillating contactless resonant converter with fixed voltage gain[C].7th  International Power Electronics and Motion Control Conference，Harbin，2012一文针对串/ 串以及串/并补偿提出了自激控制方法，使得变换器自动工作在增益交点处以实现输出电 压的恒定。

但目前对于非接触电能传输场合下关于输出电流恒定的补偿方式的研究相对来说 很少，较为系统的研究为2001年奥克兰大学的呼爱国博士的毕业论文：Selected resonant  converters for IPT power supplies一文中指出了在原边绕组电流恒定的情况下采用副边并 联补偿可实现输出恒流源的特性。然而该输出恒流源特性仅能够在变负载的情况下满 足。其输出电流与变压器的互感参数M直接相关，一旦变压器原副边相对位置发生改 变，输出电流也随之发生改变。

如串/串、串/并补偿等适合电压源型逆变电路的补偿拓扑，其开关管的电流应力较 大，而且副边有多个捡拾线圈时控制较困难。而电流源型逆变电路则因电流应力较低、 控制方便已经在有轨电车、生产线自动化小车等应用场合得到了成功应用。并/串补偿和 并/并补偿适合于电流源型逆变桥，并/串补偿的电流增益交点处输入相角均为零，利于 宽负载变化范围内实现较高的效率。但是并/串补偿的输出电流增益交点值并不固定，对 变压器气隙变化和原副边错位敏感，不适合变气隙应用场合。而并/并补偿没有电流增益 交点，电流增益交点值对负载变化很敏感，不适合变负载应用场合。因此如何得到一种 新型的补偿方式，适用于电流源型逆变电路，满足输出电流对负载变化和非接触变压器 气隙及错位变化均不敏感，使之能够实现系统良好的变参数适应能力并达到较高的效 率，成为了本发明设计的重点。

发明内容

发明目的：针对上述现有技术，提供一种原边并串补偿副边串联补偿的非接触谐振 变换器，使得非接触电能传输系统的输出电流不随负载、非接触变压器参数等的变化而 变化，并达到较高的效率。

技术方案：一种原边并串补偿副边串联补偿的非接触谐振变换器，包括依次连接的 直流源、电流源型逆变桥、原边第一补偿电容、原边第二补偿电容、非接触变压器、 副边第三补偿电容及副边整流滤波电路；其中，电流源型逆变桥的输入端并联在直流源 的两端；所述原边第一补偿电容并联在电流源型逆变桥的输出端；所述原边第二补偿电 容与非接触变压器的原边绕组串联后并联在原边第一补偿电容的两端；所述非接触变压 器的副边绕组与副边第三补偿电容串联后与副边整流滤波电路的输入端并联。

进一步的，所述电流源型逆变桥采用半桥结构的电流源型逆变电路、全桥结构的电 流源型逆变电路或推挽式结构的电流源型逆变电路。

进一步的，所述非接触变压器采用一个非接触变压器，或采用多个非接触变压器串 并联组合而成。

进一步的，所述非接触变压器的原边磁芯、副边磁芯采用导磁材料或非导磁材料； 导磁材料如硅钢片、铁氧体、微晶、超微晶、坡莫合金或铁钴钒；非导磁材料如空气、 陶瓷或塑料。

进一步的，所述非接触变压器的原边绕组、副边绕组采用实心导线、Litz线、铜皮、 铜管或者PCB绕组形式。

进一步的，所述原边第一补偿电容、原边第二补偿电容、副边第三补偿电容是单一 电容或是多个电容串并联组合而成。

进一步的，副边整流滤波电路采用桥式整流、全波整流或倍压整流滤波电路。

有益效果：现有非接触谐振变换器补偿方式中串/串、串/并补偿由于原边串联电容 电压会被钳位，因此不适合电流源型逆变电路；而并/串补偿和并/并补偿虽然适用于电 流源型逆变电路，但输出电流与非接触变压器的耦合系数或互感参数直接相关，使得其 对变压器参数变化非常敏感；或者增益交点处输入阻抗非纯阻性，不利于提高系统效率。

本发明对非接触电能传输系统采用原边并串补偿副边串联的补偿网络，适用于电流 源型逆变电路；其中，原边第一补偿电容补偿非接触变压器的激磁电感，原边第二补偿 电容补偿非接触变压器原边漏感，副边第三补偿电容补偿非接触变压器的副边漏感。使 得电流增益交点处增益数值仅与非接触变压器的物理匝比相关，而与变压器的参数变化 无关，因而使得其对负载变化、气隙变化及错位不敏感；增益交点处输入阻抗为阻性， 输入相角为零，有利于提高系统变换效率，可广泛用于多种非接触供电应用场合。

附图说明

图1是本发明的一种原边并串补偿副边串联补偿的非接触谐振变换器的电路结构示 意图；

图2是本发明采用对称半桥结构的电流源型逆变电路的原边并串补偿副边串联补偿 的非接触谐振变换器的电路结构示意图；

图3是本发明采用不对称半桥结构的电流源型逆变电路的原边并串补偿副边串联补 偿的非接触谐振变换器的电路结构示意图；

图4是本发明采用全桥结构的电流源型逆变电路的原边并串补偿副边串联补偿的非 接触谐振变换器的电路结构示意图；

图5是本发明采用推挽结构的电流源型逆变电路的原边并串补偿副边串联补偿的非 接触谐振变换器的电路结构示意图；

图6是本发明采用对称半桥结构的电流源型逆变电路和桥式整流滤波电路的原边并 串补偿副边串联补偿的非接触谐振变换器的电路结构示意图；

图7是本发明采用桥式结构的电流源型逆变电路和桥式整流滤波电路的原边并串补 偿副边串联补偿的非接触谐振变换器的电路结构示意图；

图8是本发明原边并串补偿副边串联补偿的非接触谐振变换器中的组合式非接触变 压器的结构示意图，图8分为图8-1、图8-2，其中图8-1、图8-2分别是单个非接触变 压器示意图及组合式非接触变压器示意图；

图9是本发明原边并串补偿副边串联补偿的非接触谐振变换器的原理图，图9分为 图9-1、图9-2，其中图9-1、图9-2分别是并串/串联补偿谐振网络的基波等效电路及完 全补偿时谐振网络的基波等效电路。

图10为应用例在10mm气隙不同负载条件下的开环电流增益和输入阻抗相角的仿 真曲线。图10分为图10-1、图10-2，其中附图10-1为开环电流增益特性仿真结果，附 图10-2为开环输入阻抗相角仿真结果。

图11为应用实例在不同气隙条件下的负载调整率测试结果。

图12为应用实例满载时不同气隙条件下的实验波形，其中图12-1为10mm气隙下 的实验波形，图12-2为15mm气隙下的实验波形，图12-3为20mm气隙下的实验波形。

图1～12中的主要符号名称：1-直流源；2-电流源型逆变桥；3-原边第一补偿电容； 4-原边第二补偿电容；5-非接触变压器；6-副边第三补偿电容；7-副边整流滤波电路； C₁-原边第一补偿电容；C₂-原边第二补偿电容；C₃-副边第三补偿电容；S₁～S₄—功 率管；D₁～D₄—二极管；C_d1、C_d2—输入分压电容；D_R1～D_R4—整流二极管；L_in—原 边电流源逆变器中的滤波电感；C_f—副边整流滤波电路的滤波电容；R_L—负载；V₀— 输出电压；A、B—逆变桥输出端；i_{AB_1}为逆变桥输出方波电流的基波分量；i_{OS_1}为副边 整流桥输入电流的基波分量；R_E—副边整流桥、滤波环节及负载的等效电阻；n—变压 器副边对原边的匝比；L_l1—非接触变压器的原边漏感；L_l2—非接触变压器的副边漏感； L_M—非接触变压器的激磁电感；i₁—非接触变压器的原边电流；i₂—非接触变压器的副 边电流；G_i—输出电流增益。

具体实施方式

以上附图非限制性公开了本发明的具体实施实例，下面结合附图对本发明作进一步 描述如下。

参见图1，图1所示为是本发明的一种原边并串补偿副边串联补偿的非接触谐振变 换器的电路结构示意图，直流源1和电流源型逆变桥2组成电流源型逆变电路；原边第 一补偿电容3、原边第二补偿电容4和副边第三补偿电容6构成的原边并串联副边串联 补偿电路与非接触变压器5形成非接触谐振变换器的谐振网络；副边整流及滤波电路7 将谐振网络输出的交流信号转换为平滑的直流信号输出。

图2～图5分别给出了本发明的采用对称半桥结构的电流源型逆变电路、不对称半桥 结构的电流源型逆变电路、全桥结构的电流源型逆变电路以及推挽结构的电流源型逆变 电路的原边并串补偿副边串联补偿的非接触谐振变换器的电路结构示意图；其中图5给 出的推挽结构的电流源型逆变电路的A、B输出端直接由推挽变压器的原边绕组中经抽 头输出，也可采用非自耦变压器形式，即A、B端可灵活设置。逆变电路也可更换为其 它电流源型逆变电路。

图6给出了本发明的采用对称半桥结构的电流源型逆变电路和桥式整流滤波电路的 原边并串补偿副边串联补偿的非接触谐振变换器的电路结构示意图；图7给出了本发明 的采用桥式结构的电流源型逆变电路和桥式整流滤波电路的原边并串补偿副边串联补 偿的非接触谐振变换器的电路结构示意图。其中逆变电路也可更换为不对称半桥结构的 电流源型逆变电路、推挽结构的电流源型逆变电路等其它电流源型逆变电路；整流滤波 电路也可更换为全波整流电路、倍压整流滤波电路等其它形式的整流滤波电路。

图8给出了本发明的原边并串补偿副边串联补偿的非接触谐振变换器中的组合式非 接触变压器的结构示意图。本发明中的非接触变压器既可以采用如图8-1所示的单个变 压器，也可由图8-2所示的m×n个非接触变压器组合而成。

下面，结合图7给出的具体电路，采用基波分析法分析原边第一补偿电路C₁、原边 第二补偿电路C₂、副边第三补偿电路C₃及非接触变压器5形成的谐振网络的等效电路， 说明本发明中原边并串补偿副边串联补偿方式的优点：输出电流增益交点处增益数值固 定，与非接触变压器的电气参数无关；增益交点与输入零相角点统一，有利于提高系统 变换效率。

要得到本发明中原边并串补偿副边串联补偿网络的等效电路首先应推导得到副边 整流桥、滤波环节及负载的基波等效电路。当图7中D_R1～D_R4形成的副边整流桥连续导 通，其桥臂中点的电压和电流始终同相，根据基波分析法，可将副边整流桥、滤波环节 及负载等效为一个线性电阻R_E。再将非接触变压器的T型等效电路模型代入，即可得 到图9-1所示的原边并串补偿、副边串联补偿网络的基波等效模型，其中，L_l1、L_l2、L_M分别是非接触变压器T值等效电路模型的原边漏感、副边漏感和激磁电感；i_{AB_1}为逆变 桥输出方波电流的基波分量；i_{OS_1}为副边整流桥输入电流的基波分量。当非接触变压器 的激磁电感L_M被C₁完全补偿、原边漏感L_l1被C₂完全补偿、副边漏感L_l2被C₃完全补偿， 则图9-1可简化为图9-2。此时谐振网络的输出电流增益反比于匝比，等于1/n，电流增 益固定，与负载和变压器电气参数均无关，且输入阻抗相角为零。实现了本发明预期的 适合于电流源型逆变电路、输出电流增益交点与输入零相角点统一、增益交点值与非接 触变压器的电气参数无关的目标。

为验证本发明的可行性，采用图7所示的主电路对所提出的原边并串补偿副边串联 补偿非接触谐振变换器进行仿真和实验验证，具体电路参数如下所示，k_i表示的是不同 气隙中的耦合系数，谐振电容按照谐振频率40kHz选取：

图10为应用实例在10mm气隙完全补偿情况下不同负载条件下的开环电流增益和 输入阻抗相角的仿真曲线，等效负载R_E分别为4.9Ω、8.636Ω和12.34Ω。其中图10-1 为开环电流增益特性仿真结果，附图10-2为开环输入阻抗相角仿真结果。由图10可以 看出：仿真结果证明了所提出的原边并串联副边串联补偿补偿方式具有电流增益交点数 值与变压器电气参数无关，且电流增益交点和输入零相角点统一的优点。

图11为应用实例在不同气隙条件下的定频(40kHz)输出电流测试结果。由图11可见，忽 略线路电阻的影响，变换器的输出与负载几乎无关，且不同气隙下输出几乎不变，验证 了所提出了原边并串补偿副边串联补偿方式的电流增益交点固定，对气隙变化不敏感的 基本特性。同时，图12给出了应用实例在负载为9.6Ω时不同气隙条件下的定频实验波 形，其中V_AB表示逆变桥桥臂中点电压，i₁表示逆变桥输出电流，V_OS表示整流桥桥臂中 点电压，i₂表示整流桥输入电流。图12-1为10mm气隙下的实验波形，图12-2为15mm 气隙下的实验波形，图12-3为20mm气隙下的实验波形。由图中可以看出，原边电流i₁与逆变桥桥臂中点电压V_AB同相位。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出：对于本技术领域的普通技术人员 来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也 应视为本发明的保护范围。