含绕线转子同步交流发电机和变流器可变机制运行的组件

摘要

本发明提供一种含绕线转子同步交流发电机和变流器可变机制运行的组件。以可变机制，尤其是以可变速度、功率或功率因数运行的机电组件，包括：具有绕线转子(15)的同步交流发电机(10)，其尤其是借助于励磁器(11)、或者借助于开口环和换向器的直接励磁通过电压(Vf)被供以直流DC电流，以及传送输出电压(Us)；变流器(20)，其包括用于对交流发电机的输出电压(Us)进行整流的整流器(21)，整流器可能是基于脉冲宽度调制的或者基于二极管的、以及可选地继之以DC/DC变流器。供应电压(Vf)为绕线转子供应电力，其中供应电压(Vf)从动于交流发电机的输出电压(Us)。

说明书

技术领域

本发明涉及单相或多相(例如，三相)AC(交流)电流的产生，更 具体地涉及将例如依靠风力涡轮机获得的机械能转换成电能。

因此，本发明涉及包括交流发电机(尤其是高功率交流发电机，通常 高于或等于1MW)和变流器的机电组件，该交流发电机包括例如由风力 涡轮机旋转驱动的转子，更具体地涉及绕线转子同步交流发电机。还可以 借助于潮汐驱动发电机、水力发电机或洋流驱动发电机来进行驱动。

背景技术

交流发电机本身以公知的方式包括通常位于转子处的励磁绕组，以在 通常位于定子处的电枢绕组中产生AC电压，该励磁绕组或者由开口环和 电刷、或者由励磁器供应DC(直流)电流。

已知将笼型异步电机用作交流发电机，该笼型异步电机呈现简单性和 健壮性的优点。然而，其以几乎固定速度运行可能在由于叶片取向的反复 修改而导致的噪声源的滑动(slippage)之内，并且这会引起轴上的机械 扭矩的变化。这样的扭矩变化可导致对网络的扰动，因为引出的电流会经 历巨大的变化。另外，对于高风速，无法采用理论电力的最大值。

在使用经由电力电子接口连接到网络的笼型异步电机的情况下，借助 于可变速度驱动器可以进行可变速度操作。整流器的存在使得可以以单位 功率因数传送DC电压，而逆变器使得可以以单位功率因数传送与网络的 频率对应的固定频率的AC电压。于是，交流发电机的额定功率确定可以 由风力涡轮机提供的最大功率。然而，针对交流发电机与网络之间交换的 功率的整体来设定所使用的变流器的额定值。所以，它们呈现巨大的成本， 具有不可忽略的损耗，以及会增加对传送的能量的效率和质量有害的扰 动。使用这样的变流器例如会引起多达额定功率的3％的损耗，其中，针 对发电机的额定功率的整体，需要使这样的变流器超过额定值。

所使用的整流器可以是在脉冲宽度调制(PWM)控制下的整流器。 在这种情况下，无功功率的传输可以是可控的，但是有功功率的传输保持 与当使用包括二极管桥的简单整流器时相同。

在使用双馈异步电机的情况下，定子直接链接到网络，而电力电子接 口插入在转子与网络之间，从而允许滑动的变化范围，所以允许30％量 级的旋转速度的变化范围。然而，这是下述电机，该电机具有更复杂的结 构，因此比笼型异步电机更昂贵并且可靠性更差。电机的定子直接接线到 网络，所以其还会在网络扰动期间经历大的电流变化。

还已知的是使用同步电机，尤其是包括永久磁铁的同步电机。特别地， 对于风能转换来说已知的是使用继之以电力电子接口的永久磁铁交流发 电机，其可以包括继之以逆变器的整流器。旋转速度的变化范围通常是从 额定旋转速度的30％至120％。然而，这样的交流发电机展现巨大的成本 的缺点，尤其是由于永久磁铁的存在、以及在故障的情况下(例如在短路 或超速的情况下)不可能将电机去励磁。

还已知的是使用由经由电力电子接口从网络引出的转子处的绕组励 磁的同步电机，其中，该电力电子接口可包括继之以逆变器的整流器。变 化范围具有与磁铁型电机的数量级相同的数量级。

EP专利申请1187307A2描述了一种具有将电力供应给变流器的爪极 转子(claw-pole rotor)的电机。该爪极转子被配置用于小功率和低功率 电机。

US专利5083039A涉及一种具有鼠笼转子(squirrel-cage rotor)的 异步电机，其中扭矩和张力由id和iq参数来调节。

US专利6239996B1描述了一种用作电池充电器的电机。

US专利6437996B1旨在对电压进行整流，以减少无功功率，从而减 少能量在若干千米上的传输期间的损耗。

因此，对采用具有减小的体积和减少的制造成本的风能转换组件存在 需求。

还对受益于下述组件存在需求，该组件使得可以最优化所获得的效 率。

本发明旨在满足上述需求的全部或部分。

发明内容

因此，根据本发明的方面之一，本发明的目标是以可变机制，尤其是 以可变速度、功率或功率因数运行的机电组件，包括：

-具有绕线转子的同步交流发电机，其尤其是借助于励磁器、或者借 助于开口环和换向器的直接励磁通过电压V_f被供应DC电流，以及传送 输出电压U_s，

-变流器，其包括用于对交流发电机的输出电压U_s进行整流的整流 器，该整流器可以是基于脉冲宽度调制的或者基于二极管的，以及可选地 继之以DC/DC变流器，

供应电压V_f为绕线转子供应电力，其中供应电压V_f从动于交流发电 机的输出电压U_s。

组件可包括调节器，该调节器被配置成作用于电压V_f，以将交流发 电机的输出电压U_s保持于预设值U_s eff ref。可确定为绕线转子供应电力的 供应电压V_f，以最小化交流发电机的输出电压U_s与参考电压U_s eff ref之间 的差。

可选择参考电压U_s eff ref，以修改、尤其是最大化机电组件的效率。

优选地计算参考电压U_s eff ref，以最小化下面列表中的损耗的至少之 一：包括涡流损耗和磁滞损耗的铁损，转子处的焦耳效应损耗，定子处的 焦耳效应损耗，变流器的传导损耗，变流器的开关损耗。

电压U_s根据频率的演进对于以恒定U/f进行的调节来说是直线。在 本发明中，根据频率的输出电压U_s演进可不同于直线，其中，U/f尤其在 从最小旋转速度(例如高于500rpm)到额定速度(例如高于1500rpm) 的旋转速度的范围内是非恒定的，其中交流发电机功率趋向于大量增加。 在该速度范围内(例如500-1500rpm)，表示根据频率的交流发电机输出 电压的曲线方面可为连续的直线段，所述连续的直线段具有在旋转速度增 加的同时从一段到另一段逐渐增加的斜率。

图示输出电压Us以及因而根据频率的基于电压的控制信号的曲线可 具有两部分，一个部分对应于由大量的不连续性(例如尖峰)链接的具有 恒定电压的较高频率。传统的调节也具有U恒定的平坦部分，但是不具 有所述不连续性，在传统的调节中，U/f恒定直至到达U最大为止。

根据本发明，调节使得Us能够低于在U/f恒定情况下进行的调节中 的典型电压，直至电压最大的某个旋转速度为止。

根据本发明的机电组件使得可以提供与具有永久磁铁的交流发电机 相同的效率方面的优点，而没有与这些永久磁铁的存在有关的缺点。根据 本发明的组件实际上使得可以改进该组件的成本和维护的容易度。另外， 与永久磁铁交流发电机相比，根据本发明的组件可以容易地被去励磁。

本发明使得可以通过修改绕线转子的端子上的电压来最优化以可变 机制运行的绕线转子交流发电机及相关联的变流器的效率。因此，可通过 转子的励磁来控制该电压。

根据本发明的组件制造更便宜。另外，在故障的情况下，例如在网络 故障的情况下，可以作用于励磁电压，而这对于永久磁铁交流发电机来说 是不可能的。因此，根据本发明的组件能够使得可以补救电力网络的缺陷， 而这可以使得可以满足某些调节需求。

以可变机制运行使得可以最优化风力涡轮机捕获的能量。优选地，系 统性地试图以最佳机制运行，即对于给定的运行机制，即给定的风速，期 望提供最大功率。根据本发明的交流发电机使得可以以可变频率提供电 能，该可变频率必须被适配到网络的频率，这经由功率变流器来实现，该 功率变流器包括通过DC总线连接的逆变器以及整流器。

在非常大的风速，风力涡轮机的旋转速度被限制于最大值以保护其完 整性。

与以恒定电压运行的绕线转子同步电机或永久磁铁同步电机的全局 效率相比，改进了所获得的变流器/电机组件的全局效率。

参考电压U_s eff ref可取决于组件的运行机制。参考电压U_s eff ref可取决 于以下至少之一：速度、功率、功率因数、电机的热态，其中，电机的热 态例如可借助于测温探针而获知。

表述“功率因数”被理解成表示电接收器的特性，对于在时变电流机 制(正弦或其它)下被供以电力的电偶极子，“功率因数”等于该偶极子 消耗的有功功率除以电流和电压的有效值之积(视在功率)。其总是位于 0与1之间。特别地，如果电流和电压是时间的正弦函数，则功率因数等 于电流与电压之间的相移的余弦。于是，功率因数通常被称为

对于给定的运行机制，即以给定的速度和以给定的功率，机械损耗是 固定的。

对于给定的运行机制，如果电压过高，由于过大的励磁而引起的铁损 和转子处的焦耳效应损耗变得巨大。相反，定子处的焦耳效应损耗保持为 低。实际上，对于给定的功率，如果电压高，则电流低。相反，过低的电 压导致定子处的巨大的焦耳效应损耗，以及导致定子处的铁损和转子处的 低焦耳效应损耗。变流器的损耗与定子电流、电机电压和经整流的电压有 关。

应当理解，在两个运行机制之间存在最佳电压，其使得可以最小化损 耗并且最大化组件的效率。该最佳电压被优选地选择为参考电压，并且可 针对每个应用被计算。

它可在组件的运行之前被计算，或者可实时地被计算。它可在组件的 运行期间实时地被计算，或者根据应用作为变量被预计算。例如，可以根 据应用和/或运行机制，尤其是转子的旋转速度，从若干预记录的值当中 选择参考电压的值U_s eff ref。例如，组件可以包括若干参考电压U_s eff ref的 预计算值的预记录表，各个参考电压U_s eff ref适合于给定的运行机制。以 自动的方式从一个运行机制切换到另一个运行机制涉及改变参考电压。

在交流发电机包括励磁器的情况下，使得可以在励磁器中产生需要的 励磁的电压Vr可从动于由交流发电机提供的有效输出电压U_s eff。

作为变量，通过开口环和换向器，交流发电机的绕线转子的励磁可以 是直接的。在通过开口环和电刷系统向转子供应电力的情况下，直接根据 预设的参考电压U_s eff ref来控制电压V_f。

组件可包括调节器，该调节器控制整流器的电子开关。整流器的控制 可从动于相、电机的功率因数、直流I_D的强度、和正交电流I_Q的强度， 其全部都可以用来控制整流器的电子开关。整流器的输出电流可为DC总 线供应电力。可控制整流器，以便保持恒定的总线电压。为了该目的，组 件例如可包括调节器，该调节器使得可以根据DC总线端子上测量的电压 U_dc measure、和参考电压U_dc ref使控制整流器的开关的调节器的电流参考从 动。该电流参考可为正交电流和/或直流电流的强度的参考值。

另外，本发明的目标是发电机，尤其是风力涡轮机，其包括诸如上述 的组件。

风力涡轮机可以包括倍增器，该倍增器使得可以提高被风力涡轮机的 叶片(例如，三个叶片)旋转驱动的组件的机械轴的速度。

另外，本发明的目标是一种用于尤其是借助于诸如上述的组件将机械 能、尤其是来源于风的机械能转换成电能的方法，其中，以从动于交流发 电机的输出电压U_s的电压V_f将DC电流供应给具有绕线转子的同步交流 发电机的转子。尤其试图最小化交流发电机的输出电压U_s与预设参考电 压U_s eff ref之间的差。

有利的是，可以以这种方法对具有脉冲宽度调制类型的整流器的交流 发电机的输出电压进行整流。

附图说明

当阅读按照本发明的示例实施例的详细说明以及研究附图时，可以更 好地理解本发明，在附图中：

-图1以示意方式表示根据本发明实施的风力涡轮机，

-图2以示意方式图示图1的风力涡轮机的同步交流发电机的配置，

-图3以示意方式表示交流发电机及其相关联的变流器的操作，

-图4是励磁器的控制链的示意图，

-图4a是图示调节器18的操作的方框图，

-图5表示与其它已知组件相比的根据本发明的组件的效率，

-图6至图15以示意方式表示可以如何对根据本发明的调节或多个 调节进行建模，

-图16图示风力涡轮机的负载曲线以及表示根据速度的交流发电机 输出电压的曲线，

-图17更详细地图示表示根据速度的输出电压的曲线，以及

-图18图示交流发电机的转子速度的效率函数。

具体实施方式

图1所示的是根据本发明的风力涡轮机1，其包括机舱(nacelle)， 其中，旨在被风旋转驱动的叶片2，例如三个叶片固定到该机舱。机舱固 定在未示出的桅杆的顶部。倍增器5使得可以提高风力涡轮机的机械轴6 的速度。

机舱容纳同步交流发电机10以及变流器20，用于将机械轴6接收到 的风能转换成电能以及用于向网络9供电。为了该目的，交流发电机传送 输出电压U_s eff，例如三相电压，其中，三相传统地用U、V和W来表示。

在描述的示例中，交流发电机包括励磁器11，该励磁器11在定子12 处具有被供以DC电流的励磁器励磁绕组，从而在励磁器转子13的励磁 器电枢绕组中产生AC电流，随后该AC电流被整流器桥14整流，以便 将经整流的电流IF供应给交流发电机的绕线转子15的主励磁绕组，以及 在交流发电机的定子16处的主电枢中产生电流。主电枢的各相可包括一 个或更多个绕组。

图1和图2图示的示例性实施例使用组成转枢式同步发电机(inverted alternator)的同步励磁器11，其中，励磁电路放置在定子12上并且经由 电压调节器18被供以电压Vr的DC电流，从而产生固定的磁场。励磁器 11的转子13包括三相绕组系统，该三相绕组系统的电流被二极管桥整流 器14整流，其中，该二极管桥整流器14旋转以便为主电感器供电。励磁 器安装在机械轴6上，并且以与主转子15相同的速度被驱动。

在图示的示例性实施例中，以及考虑到高功率交流发电机的功率，该 功率可以具有若干MW的量级，有益的是使用轴6上可获得的机械能来 提供励磁电流。因此使用安装在与交流发电机的转子相同的轴上的励磁系 统。其可以是别样的，作为变型。

可以使用包括大量电极对、因此具有大直径的低速高扭矩同步交流发 电机。有利地，这样的交流发电机使得可以避免必须使用速度倍增器。这 会是有利的，因为速度倍增器是会引起损耗和故障的复杂的机械产品。

现在将参考图3更详细地描述变流器20和绕线转子的供电电压的调 节，还有励磁器11的供电电压的调节。

变流器20包括脉冲宽度调制(PWM)型整流器21，该整流器21使 得可以将交流发电机传送的AC电压U_s eff和AC电流I_s变换成DC电压和 DC电流。

通过包括电容器C的DC总线22将整流器21链接到逆变器23，该 逆变器23恢复该DC电压和该DC电流。调节对逆变器的控制，以便在 逆变器的输出处调节和获得幅度和频率适合于网络9的幅度和频率的信 号。

在本发明中，脉冲宽度调制型整流器21和逆变器23通过DC总线 22彼此去耦合。经过DC总线22的通路允许逆变器23调节幅度和频率。

所使用的整流器21可以是功率上双向的。可以通过以适当的控制抑 制高频谐波来获得正弦电流。为此目的，通过控制整流器21的开关以便 控制交流发电机的定子16的电压与电流之间的相移利用去耦合算法 29，根据直流电流I_Dref和正交电流I_Qref的参考强度，在28处调节电流， 这可以允许功率因数的修改。在24处的相移调节使得可以根据参考 相移和测量的正交强度I_qmeasured来减少焦耳效应的定子损耗，其中， 对于功率因数1，变流器的定子和传导焦耳损耗(conduction Joule loss) 为最小值。因此，可满足组件的全局效率。

在变型实施例中以及如所描述的，在25处可以根据整流器21的端子 上测量的电压U_dc measured和参考电压U_dc ref来调节整流器21的输出功率， 从而允许更好的对功率的局部控制。

作为调节器的示例，可以使用市场上的标准调节器，其中可举出：利 莱森玛(Leroy Somer)模型，例如D600、R449；巴斯勒戴克斯(BASLER DECS)100、200模型；ABB Unitrol 1000模型等。

为了实施调节组件24、25和28，可以使用功率转换模块(电压和/ 或调节)，例如ABB ACS800型的功率转换模块。

将借助于图6至图15以更展开的方式来描述根据本发明的调节的示 例。

在展开的示例中，整流器21为PWM型，并且其可被建模为图6所 表示的。在展开的示例中，整流器21在功率上是双向的。对整流器的适 当控制可以使得可以在交流发电机中获得正弦电流，同时抑制高频谐波。 可以执行对交流发电机的定子的电压与电流之间的相移的控制，从 而允许电机的功率因数的修改。

因此，可以获得使铁损最小化的正弦电流。对相移的控制还可使得 可以作用于焦耳效应损耗，其中，对于后者是最小值。

不过，这样的控制无法使得可以将传导损耗和变流器的开关损耗减少 到满意值，其中，后者保持有额定功率的1.5％的量级。

整流器21可在25处参与对DC总线22的电压U_dc的调节，该调节 能够使得可以避免使逆变器23超过额定值。

在本发明的这里展开的示例性实现中，整流器21的部件100被认为 是具有下面布尔特性的理想开关：

-0：开路

-1：闭合

图7表示整流器21的基本结构。

开关100被认为是理想的并且在电流上是双向的。

表示整流器21的配置的矩阵被定义如下：

$\left[\mathrm{MC}\right]=\left(\begin{array}{ccc}{T}_1& T_2& T_3\\ T_4& T_5& T_6\end{array}\right)$

其中，如图7所示，T1、T2和T3为分别具有作为互补的开关T4、 T5和T6的三个开关。该矩阵MC根据控制规律(control law)实时地演 进。

通过假设DC总线22的端子上的电压U_dc是稳定的并且通过使用逆 变器转换，相对于点m(电压U_dc的接地)的各相的参考电势A、B、C 为：

$\left(\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{am}}\\ v_{\mathrm{bm}}\\ v_{\mathrm{cm}}\end{array}\right)={\left[\mathrm{Mc}\right]}^t·\left(\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{dc}}\\ 0\end{array}\right)$

交流发电机被耦合为星形并且连接到整流器21的输入，可以计算定 子处的主电枢绕组16的各相的端子上的电势。因此，用“n”定义交流发 电机的星形耦合点，并且考虑各相的相同阻抗和平衡电压。

在上述条件下，可以建立下述等式集合：

v_an+v_bn+v_cn＝0 v_an＝-(v_bn+v_cn)

3.v_an＝-3.(v_bn+v_cn)

3.v_an＝2.v_an-v_bn-v_cn

3.v_an＝(v_an-v_bn)+(v_an-v_cn)＝v_ab+v_ac

3.v_an＝(v_ax-v_bx)+(v_ax-v_cx)

3.v_an＝(v_am-v_bm)+(v_am-v_cm)

3.v_an＝2.v_am-v_bm-v_cm

$v_{\mathrm{an}}=\frac{1}{3}·(2·v_{\mathrm{am}}-v_{\mathrm{bm}}-v_{\mathrm{cm}})$

通过对v_bn和v_cn以相同的方式继续进行，获得下面的矩阵：

$\left(\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{an}}\\ v_{\mathrm{bn}}\\ v_{\mathrm{cn}}\end{array}\right)=\frac{1}{3}·\left(\begin{array}{ccc}2& -1& -1\\ -1& 2& -1\\ -1& -1& 2\end{array}\right)·\left(\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{am}}\\ v_{\mathrm{bm}}\\ v_{\mathrm{cn}}\end{array}\right)$

所以，图8中通过用软件建模来表示的瞬时幅度 (instantaneous magnitude)的整流器模型21为：

$\left(\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{an}}\\ v_{\mathrm{bn}}\\ v_{\mathrm{cn}}\end{array}\right)=\frac{1}{3}·\left(\begin{array}{ccc}2& -1& -1\\ -1& 2& -1\\ -1& -1& 2\end{array}\right)·{\left[\mathrm{MC}\right]}^t·\left(\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{dc}}\\ 0\end{array}\right)$

经整流的电流i_rec变成：

$i_{\mathrm{rec}}=\left(\begin{array}{ccc}{i}_a& i_b& i_c\end{array}\right)·\left(\begin{array}{c}{T}_1\\ T_2\\ T_3\end{array}\right)$

现在将研究如图9所示当由R/C电路负载包括交流发电机和整流器 21在内的机电组件时DC总线22的行为。

总线22的电压U_dc与负载电流i_ld通过下面的等式相关联：

$i_c=C·\frac{{\mathrm{dU}}_{\mathrm{dc}}}{\mathrm{dt}}=i_{\mathrm{rec}}-i_{\mathrm{ld}}=(i_a·T_1+i_b·T_2+i_c·T_3)-i_{\mathrm{ld}}$

其中，Tj(j＝1，2，3)是开关功能。

在展开的示例中，选择表示逆变器和网路的负载R，以便在3.15MW 的额定功率下具有800V的DC电压U_dc。

电阻R可用来模拟负载影响以及发现系统的行为。

总线电压U_dc通过下式与负载功率和电阻有关：

在展开的示例中，R被选择等于0.2Ω。

在展开的示例中，电压U_dc必须被调节成800V至±5％的值。

ΔU_dc＝5％×U_dc＝40V

可通过假设电容器必须能够提供额定负载电流的10％，将DC总线 22的电容器C的值确定为第一近似值。另外，在展开的示例中，DC总 线22的电压不必相对于其额定值变化大于5％。

已知$i_c=C·\frac{{\mathrm{dU}}_{\mathrm{dc}}}{\mathrm{dt}},$所以$C=i_c·\frac{\mathrm{\Delta t}}{{\mathrm{\Delta U}}_{\mathrm{dc}}}=10\%·2700·\frac{50·{10}^{-3}}{5\%·800}.$

我们考虑$\mathrm{\Delta t}=5·T=\frac{5}{f_{\mathrm{machine}}}=\frac{5}{97}\approx 0.050s.$

因此，C≈250mF。

为了研究电磁组件的调节，考虑稳定状态的运行，而忽略交流发电机 的定子电阻。

通过考虑零直流电流I_d，可获得下面的等式：

$\left(\begin{array}{c}{V}_d=-\omega ·L_q·I_q\\ V_q=\omega ·L_d·I_d+\omega ·{\phi }_f\end{array}\right),$以及P＝I_d.V_d+I_q.V_q＝ω.φ_f.I_q，其中，是励磁磁通。

因此，电机的有功功率取决于正交电流I_Q。

为了在整流器21的效率之内，电机的有功功率对应于DC总线22的 功率。

在磁铁型同步电机的情况下，可获得两个自由度以执行调节，即直流 电流I_D的强度和正交电流I_Q的强度。

电流I_Q可用来调节DC总线22，而电流I_D可用来调节交流发电机的 定子16的电流与电压之间的相移从而带来以运行的可能性。

为了允许调节平面DQ中的电流，优选地移除轴I_D与轴I_Q之间的耦 合。如可从图10中看出的，这可通过使用去耦合算法29来执行。

采取该去耦合算法的目的是减少到沿两个轴D和Q的两个RL电路， 使得要使用的调节器的计算更简单。

在两个轴之间的变量的去耦合之后，获得下面的矩阵等式：

$\left(\begin{array}{c}{v}_d\\ v_q\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}R& 0\\ 0& R\end{array}\right)·\left(\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right)+\left(\begin{array}{cc}{L}_d& 0\\ 0& L_q\end{array}\right)·\left(\begin{array}{c}\frac{{\mathrm{di}}_d}{\mathrm{dt}}\\ \frac{{\mathrm{di}}_q}{\mathrm{dt}}\end{array}\right)$

于是，与电流有关的等式具有一阶系统的形式，其中，该一阶系统可 通过PI校正器来调节。

信号V_d和V_q被发送给允许开关DQ→abc的块，然后到用于创建整 流器21的开关100的控制的阶段。

在调节定子16的电流与电压之间的相移的框架内，图11示出了具 有电动机规定(motor convention)的派克参考框架(Park reference frame) 中的电压的图：

$\overrightarrow{i_s}=\overrightarrow{i_d}+\overrightarrow{i_q},$所以$\left(\begin{array}{c}{i}_d=i_{s·}\sin \psi \\ i_q=i_{s·}\cos \psi \end{array}\right)$

因此，所以可以借助于电流I_d来调整内部相移角

注意，可以以等于1来运行。

图12表示具有等于1的电动机规定的派克参考框架中的电压的 图。图12中表示的手段可用来推导允许以单位功率因数运行的内部相移 角。

在定子16的电压与电流之间的相移等于零的情况下，则我们具有与 定子电流向量同相的定子电压向量。

无功功率为零，因此Q＝v_d.i_q-v_q.i_d＝0，从而v_d.i_q＝v_q.i_d。

所以：

$\frac{i_d}{i_q}=\frac{v_d}{v_q}=\frac{R_s·i_d-{\omega }_r·{\Phi }_q}{R_s·i_q+{\omega }_r·{\Phi }_d}$

这导致下面的关系：Φ_d.i_d+Φ_q.i_q＝0。

通过将电流Id和Iq的表达式分别替换为其投影i_s.sinψ和i_s.cosψ， 我们获得$L_d·i_s^2·\mathrm{si}{n}^2\psi +L_q·i_s^2·c{\mathrm{os}}^2\psi -M·i_f·i_s·\sin \psi =0.$

已知cos²ψ＝1-sin²ψ。

我们改变变量x＝sinψ，以及求解二度方程(second-degree equation)。我们获得：

$\psi ={\sin }^{-1}\left[\frac{{\Phi }_f-\sqrt{{{\Phi }_f}^2-4·i_s^2·(L_d-L_q)·L_q}}{2·i_s·(L_d-L_q)}\right],$Φ_f是励磁磁通。

已知电流I_Q将用于调节DC总线22，所以根据之前的等式来计算电 流I_D。

可以确定与具有的电机的运行相对应的内部相移角。

以及根据该角，计算电流I_D的参考。

可借助于软件来对相移的调节进行建模。图13表 示了这样的建模。

对于在25处调节DC总线22的电压U_dc，将使用下面的假设：交流 发电机处于稳定状态，定子电阻被忽略，以及电流I_D为零。

可获得以下矩阵等式。

P_machine＝v_di_d+v_qi_q＝v_q.i_q＝Φ_f.ω.i_q

P_dc＝η_converter.P_machine＝η_converter.ω.Φ_f.i_q＝U_dc.i_ld

因此，可以借助于电流I_Q来调节DC总线22的电压U_dc。

该电压可借助于PI调节器被调节到参考值附近。

图14以框图的形式表示形成从动系统，其中，值U_dc从动于参考值 U_dc ref。C(p)表示传递函数，该传递函数用于表示拉普拉斯域中的PI调节 器。

其中，$\left(\begin{array}{c}C\left(p\right)=K_p·(1+\frac{1}{T_i·p})\\ F\left(p\right)=\frac{1}{C·p}\end{array}\right),$

这导致

当t→+∞时，上述等式的项B(p)趋向于零，以及项A(p)使得可以计 算PI调节器的参数。

通过使：

$A\left(p\right)=\frac{{W_n}^2}{p^2+2·z·W_n·p+{W_n}^2}$

其中，W_n是自然角频率，而z是阻尼系数。

比较A(p)中的项给出：

$\left(\begin{array}{c}{K}_p=2·z·W_n·C\\ T_i=\frac{2·z}{W_n}\end{array}\right)$

在展开的示例中，电压调节的通带固定于15Hz的典型值，即W_n＝ 2.π.15＝94.3rd/s，而z被设定等于0.707以在低过调量(overshoot)的情 况下获得快速响应。

对于C＝250mF，则在25处的PI调节器的参数为：

$\left(\begin{array}{c}{K}_p=33.3\\ T_i=0.112\end{array}\right)$

以与定子16的电流的从动相类似的方式，可以使定子16的输出电压 从动于PI调节器。

在展开的示例中，电流从动的通带例如以10至100的比率高于电压 的通带。

现在将参考图15描述借助于软件对逆变器21的 28处的PWM控制进行建模的示例。

这里，这涉及图15所示的正弦三角PWM控制，原理是比较载波(高 频三角信号)和由电流的调节器引起的低频正弦信号。

在展开的示例中，所使用的采样频率是5kHz。

输入信号模(mod)a、模b和模c通过去耦合算法直接被发送。在 输出处，恢复用于开关100的控制信号。

这样的PWM控制呈现恒定的开关频率的优点，其中，该恒定的开关 频率被载波的频率固定。

在本发明中，由于将绕线转子同步交流发电机与整流器、尤其是脉冲 宽度调制类型的整流器相关联，可以采用三个自由度，即交流发电机的两 个电流强度(直流I_D和正交I_Q)、以及交流发电机励磁电流I_F。如以上展 开的示例中所说明的，正交电流I_Q用来调节DC总线22。直流电流I_D用 来调节相移励磁电流I_F能够使得可以调整励磁的水平，该电流用作用 于最优化转换链的效率的算法的输入数据。对最小化由励磁电压引起的损 耗的该搜索可通过系统性研究、或者通过确定类型的算法或随机类型的算 法来完成。

最后，如图4所示，由交流发电机10提供的电压U_s eff用来以使计算 的与预设参考电压U_s eff ref的差最小的方式，通过调节器18使电压V_r从动， 使得可以在励磁器11中产生需要的励磁。

图4a图示了调节器18的另一示例性实现。使用继之以设定点滤波器 的PID类型的调节器。

图4a的调节器的(针对各个类型的电机重新计算的)系数的数量级：

与永久磁铁同步交流发电机的派克建模相比，通过派克模型的根据本 发明的组件的建模使得可以获得图5所示的效率A、B、B’，所述效率A、 B、B’被给定为交流发电机的用每秒转数表示的转速的函数。在建模中， 如图3所示，逆变器部分23和网络9可被视为电阻负载R_ld。

对于与风力涡轮机产生区段对应的速度范围，即在大约1080rpm与 大约1440rpm之间(额定速度)，优化根据本发明的组件的效率B，该效 率B非常接近于永久磁铁同步交流发电机的效率A。在没有使用任何效 率优化策略的情况下(电压U_{s eff constant})，利用根据本发明的组件获得效率 B’。

所使用的效率优化策略是通过使表示整体系统损耗的函数最小化来 使效率最大化。

例如可使用若干方法。例如，可以使用在线优化，其中，通过实时数 值方法使损耗最小化。还可以通过映射来使用优化，其中使用存储器映射 来计算使损耗最小化的物理量级的参考。最后，可以使用代数计算。

此后展开采用代数方法的示例性应用，其考虑了交流发电机和变流器 的损耗。

可以按照下面的方式来对电机的损耗进行建模：

定子处的焦耳损耗：P_js＝3.R₁.I_s²：(传统损耗+附加损耗)，

转子处的焦耳损耗：P_jr＝R_f.I_f²，

铁损：P_iron＝Losses_Eddy+Losses_Hysteresis，这对应于最经常使用的模型， 因此P_iron＝k.Φ²＝{k_h.w+k_f.w²}.Φ²，

其中，k_f：与涡流损耗有关的系数，

k_h：与磁滞损耗有关的系数，

w：电角频率。

通过考虑$v_s=\frac{\mathrm{d\Phi }}{\mathrm{dt}}$以及${\bar{v}}_s=j·w·\Phi ,$因此$\Phi =\frac{V_s}{w},$

P_iron＝k.Φ²＝{k_h.w+k_f.w²}.Φ²＝k₁.V_s²，其中，

根据电机和铁损测量的试验，可以计算系数k1。

所以，P_iron＝k1_.V_s²。

变流器中的损耗：在文献中，一些工作涉及对功率变流器的损耗进行 建模。为简单起见，由于与电流Is的平方成比例的损耗和削波(chopping)， 可以以常量损耗来估计变流器中的损耗。

通过对给定的组件执行试验，获得运行曲线。对于每个运行点，针对 各种电压值计算组件的损耗和效率。在每个运行点处，将被称为最佳电压 的电压的值记入日志，其中，该电压的效率最大，因此损耗最小。然后， 针对风力涡轮机的每个运行点，通过为U_s eff ref选择这些最佳电压来执行 能量优化。然后，将优化的电压用作被应用于调节器18的设定点U_s eff ref。

能量优化使得可以实现效率的增益，该效率的增益越有利，则所涉及 的功率越巨大，其中，所涉及的功率可以具有1MW至若干MW，例如1 至11MW的量级，并且关于年度生产时间。

在速度可变化直至额定速度的三分之一的区段中，效率的优化证明是 非常有效的，这可能是有利的，尤其是当寻求使在风轻时从风中提取的功 率最大化时。

通过采用用于优化绕线转子同步电机的效率的策略，因此可以接近永 久磁铁同步电机的性能，同时避免与永久磁铁的存在有关的缺点。

直流电流和正交电流可用来调节DC总线的电压、扭矩、有用的功率 和相移

最后，励磁可用来使效率最大化，以及可用来管理超速。

相反，永久磁铁电机无法使得可以调节励磁。由于电动势随旋转速度 线性地变化，在超速的情况下存在过电压的风险。

图16图示kW的风力涡轮机功率根据交流发电机旋转速度(曲线P) 的演进。速度用每分钟旋转数表示。

图16和图17图示根据按照现有技术调节(即在U/f恒定的情况下) 的传统电机的旋转速度的电压的演进(曲线A)，以及根据按照本发明调 节的示例性电机的旋转速度的电压的演进(曲线V)。

为了使损耗最小化，基于功率和速度计算了经优化的调节电压U。特 别地，它被优选地选择来平衡铁损和焦耳损耗，以使铁损和焦耳损耗之和 最小化。

更具体地，在图17中，当功率低时，电压也较低，以避免不必要地 使电机磁化以及造成额外的铁损。直至某个旋转速度，尤其是直至额定速 度，经优化的电压可低于未经优化的电压。

与根据直至额定速度的恒定U/f进行调节的情况相对照，图示根据经 优化的电压的旋转速度的输出电压Us(以及因此参考电压)的曲线可不 同于低于额定速度的速度的直线。

当根据以恒定U/f进行的调节的电压最大时，根据本发明的电压根据 具有经优化的U的速度的演进会呈现由电压的显著增加以满足运行最大 电压而导致的不连续性，这导致曲线上在额定速度处的不连续性，例如图 示的示例上在1600rpm处的不连续性。

图18图示根据用每分钟旋转数表示的旋转速度的、根据本发明的效 率(曲线B)以及没有用本发明而是用恒定U/f的效率(曲线C)。

如图18所示，由于本发明，存在效率的改进。以更低的速度获得了 更高的效率增益(G)。风力涡轮机对于较低风速更有效率。

除非相反地指明，表述“包括”应该被理解为与“包括至少一个”同 义。