开关电源控制器和操作开关电源的方法

摘要

本发明的实施例涉及开关电源控制器和操作开关电源的方法。该开关电源控制器包括：导通时间确定装置，用于在所接收的开关管电流感测信号的幅度达到峰值电流阈值时，产生开关管关闭信号，以将开关管控制信号设置为关闭开关管的状态；以及断开时间确定装置，用于接收所述开关管控制信号以及反馈误差放大信号，在从所述开关管控制信号被设置为关闭所述开关管的状态开始经过预定时间之后，产生开关管开启信号，以将所述开关管控制信号设置为开启所述开关管的状态，其中所述预定时间取决于所述反馈误差放大信号；其中所述峰值电流阈值随时间抖动。

说明书

技术领域

本发明一般涉及开关电源控制器和操作开关电源的方法。特别 地，本发明涉及使开关电源具有降低的电磁干扰(EMI)的开关电源 控制器和操作开关电源的方法。

背景技术

在开关电源的设计中，EMI和电磁兼容(EMC)是必须考虑的 因素。

在恒定频率控制方法中，通常使用频率抖动来降低在一个窄频 率段上的EMI能量。通过周期或者非周期地改变开关的频率，EMI 能量将被平均至一个较宽的频率段内，使得采用该方法的装置或者 仪器可以满足EMI标准。

在其他控制方法中，因为其受到某些其他信号的影响，开关频 率并不恒定。例如，在可变断开时间控制方法中，负载改变以及交 流线路信号的振幅都会影响断开时间，从而频率会改变。在可变导 通时间控制方法中，导通时间也将受到负载和交流线路信号的影响。 因此，对于不使用恒定频率控制方法的系统，由于其自身的特性， 例如由于经整流的输入交流电压中的纹波，其频率是抖动的。但是 其频率抖动的幅度不够，需要新的引入新的频率抖动结构以减小 EMI。

发明内容

本发明的实施例提供了在可变断开时间控制模式中抖动导通时 间和峰值电流的方法以及抖动断开时间的方法，并且提供了对应的 开关电源控制器。

在不使用恒定频率控制方法的系统，尤其是使用恒定峰值电流 控制方法的可变断开时间控制系统中，关断时间由反馈回路决定， 给关断时间添加一偏移量后，由于反馈回路的调整作用，偏移量的 作用将被减弱，最终影响了降低EMI的效果。

因此，根据本发明的一个方面，提供了一种开关电源控制器， 包括：导通时间确定装置，用于在所接收的开关管电流感测信号的 幅度达到峰值电流阈值时，产生开关管关闭信号，以将开关管控制 信号设置为关闭开关管的状态；以及断开时间确定装置，用于接收 所述开关管控制信号以及反馈误差放大信号，在从所述开关管控制 信号被设置为关闭所述开关管的状态开始经过预定时间之后，产生 开关管开启信号，以将所述开关管控制信号设置为开启所述开关管 的状态，其中所述预定时间取决于所述反馈误差放大信号；其中所 述峰值电流阈值随时间抖动。

由于本发明的上述方面使用了随时间抖动的峰值电流阈值，使 得不同工作周期中开关管的开启时间发生变化，因此使得不同工作 周期中开关管达到的峰值电流发生变化。反馈回路将调节断开时间 以调节输出电压，从而断开时间也会抖动。因此，获得了较好的频 率抖动因而较好的降低EMI的效果。

根据本发明的另一个方面，提供了一种开关电源控制器，包括： 导通时间确定装置，用于在所接收的开关管电流感测信号的幅度达 到峰值电流阈值时，产生开关管关闭信号，以将开关管控制信号设 置为关闭开关管的状态；以及断开时间确定装置，用于接收所述开 关管控制信号以及反馈误差放大信号，在从所述开关管控制信号被 设置为关闭所述开关管的状态开始经过预定时间之后，产生开关管 开启信号，以将所述开关管控制信号设置为开启所述开关管的状态； 其中所述断开时间确定装置还包括反馈误差抖动装置，用于将第二 抖动电压信号添加到所述反馈误差放大信号，以形成经抖动的反馈 误差放大信号，所述预定时间取决于所述经抖动的反馈误差放大信 号。

根据本发明的再一个方面，提供了一种开关电源控制器，包括： 导通时间确定装置，用于在所接收的开关管电流感测信号的幅度达 到峰值电流阈值时，产生开关管关闭信号，以将开关管控制信号设 置为关闭开关管的状态；以及断开时间确定装置，用于接收所述开 关管控制信号以及反馈误差放大信号，在从所述开关管控制信号被 设置为关闭所述开关管的状态开始经过预定时间之后，产生开关管 开启信号，以将所述开关管控制信号设置为开启所述开关管的状态； 其中所述开关管控制信号被设置为关闭所述开关管的状态触发所述 断开时间确定装置中的计时装置开始计时，所述计时装置包括电流 随时间变化的时变电流源、电容器和比较器，所述时变电流源从计 时开始起对所述电容器充电，使得所述电容器上的电压逐渐增加， 所述比较器用于将所述电容器的电压与反馈误差放大信号比较，并 在所述电容器的电压高于所述反馈误差放大信号时，产生所述开关 管开启信号。

根据本发明的再一个方面，提供了一种操作开关电源的方法， 包括：

在所接收的开关管电流感测信号达到峰值电流阈值时，产生开 关管关闭信号，以将开关管控制信号设置为关闭开关管的状态；以 及

接收所述开关管控制信号以及反馈误差放大信号，在从所述开 关管控制信号被设置为关闭所述开关管的状态开始经过预定时间之 后，产生开关管开启信号，以将所述开关管控制信号设置为开启所 述开关管的状态，其中所述预定时间取决于所述反馈误差放大信号；

其中使所述峰值电流阈值随时间抖动。

根据本发明的再一个方面，提供了一种操作开关电源的方法， 包括：

在所接收的开关管电流感测信号达到峰值电流阈值时，产生开 关管关闭信号，以将开关管控制信号设置为关闭开关管的状态；以 及

接收所述开关管控制信号以及反馈误差放大信号，在从所述开 关管控制信号被设置为关闭所述开关管的状态开始经过预定时间之 后，产生开关管开启信号，以将所述开关管控制信号设置为开启所 述开关管的状态；

其中将第二抖动电压信号添加到所述反馈误差放大信号，以形 成经抖动的反馈误差放大信号，其中所述预定时间取决于所述经抖 动的反馈误差放大信号。

根据本发明的再一个方面，提供了一种操作开关电源的方法， 包括：

在所接收的开关管电流感测信号的幅度达到峰值电流阈值时， 产生开关管关闭信号，以将开关管控制信号设置为关闭开关管的状 态；以及

接收所述开关管控制信号以及反馈误差放大信号，在从所述开 关管控制信号被设置为关闭所述开关管的状态开始经过预定时间之 后，产生开关管开启信号，以将所述开关管控制信号设置为开启所 述开关管的状态；

其中所述开关管控制信号被设置为关闭所述开关管的状态触发 计时装置开始计时，所述计时装置包括电流随时间变化的时变电流 源、电容器和比较器，所述时变电流源从计时开始起对所述电容器 充电，使得所述电容器上的电压逐渐增加，所述比较器用于将所述 电容器的电压与反馈误差放大信号比较，并在所述电容器的电压高 于所述反馈误差放大信号时，产生所述开关管开启信号。

根据本发明的实施例，通过在可变断开时间控制模式中对导通 时间和峰值电流进行抖动，或者对断开时间进行抖动，将EMI能量 分散在更广的频率范围上，从而改善了开关电源的EMI性能。

附图说明

现在将参考示出本发明的具体实施方式的附图来更加详细地描 述本发明的各个方面。在附图中：

图1示出了根据本发明的一个实施例的开关电源控制器的方框 图。

图2示出了根据本发明的另一个实施例的开关电源控制器的方 框图。

图3示出了根据本发明的再一个实施例的开关电源控制器的方 框图。

图4示出了本发明的一个实施例的操作开关电源的方法的流程 图。

图5示出了根据本发明的另一个实施例的操作开关电源的方法 的流程图。

图6示出了根据本发明的再一个实施例的操作开关电源的方法 的流程图。

图7示出了包含根据本发明的一个实施例的开关电源控制器的 反激式交流直流变换器的电路图。

图8示出了根据本发明的一个实施例的开关电源控制器的功能 部件的方框图。

图9示出了说明包含根据本发明的实施例的开关电源控制器的 反激式交流直流变换器稳定工作时的工作过程的多个信号的波形 图。

图10示出了包含根据本发明的实施例的开关电源控制器的反激 式交流直流变换器的EMI能量对频率的绘图。

图11示出了根据本发明的另一个实施例的开关电源控制器的功 能部件的方框图。

图12示出了说明包含根据本发明的另一个实施例的开关电源控 制器的反激式交流直流变换器稳定工作时的工作过程的多个信号的 波形图。

图13示出了根据本发明的再一个实施例的开关电源控制器的功 能部件的方框图。

图14示出了说明包含根据本发明的再一个实施例的开关电源控 制器的反激式交流直流变换器稳定工作时的工作过程的多个信号的 波形图。

具体实施方式

下面将参考附图详细说明本发明的具体实施方式。贯穿所有附 图相同的附图标记表示相同的部件或特征。

图1示出了根据本发明的一个实施例的开关电源控制器的方框 图。如图1所示，根据本发明的实施例的开关电源控制器101包括 导通时间确定装置102以及断开时间确定装置103。导通时间确定装 置102用于在所接收的开关管电流感测信号的幅度达到峰值电流阈 值时，产生开关管关闭信号，以将开关管控制信号设置为关闭开关 管的状态。断开时间确定装置103用于接收所述开关管控制信号以 及反馈误差放大信号，在从所述开关管控制信号被设置为关闭所述 开关管的状态开始经过预定时间之后，产生开关管开启信号，以将 所述开关管控制信号设置为开启所述开关管的状态。所述峰值电流 阈值随时间抖动。

根据本发明的一个实施例，所述峰值电流阈值随时间周期性抖 动，并且其抖动周期不同于所述开关管的平均工作频率的倒数。

根据本发明的一个实施例，所述峰值电流阈值随机抖动，其抖 动与噪声相关。相关包括但不限于，抖动频率和噪声抖动频率类似， 抖动由噪声提供等等。根据另外一个实施例，还包括对所述噪声进 行滤波处理，仅保留特定频率段的噪声。

根据本发明的一个实施例，所述峰值电流阈值的抖动周期大于 所述开关管的平均工作频率的倒数。

根据本发明的一个实施例，所述峰值电流阈值的抖动幅度小于 所述峰值电流阈值随时间的平均值。

根据本发明的一个实施例，所述开关管电流感测信号为电压信 号，所述峰值电流阈值通过对于来自第一参考电压源的固定的第一 参考电压和来自第一抖动信号发生器的第一抖动电压信号求和的加 法器来提供。

根据本发明的一个实施例，所述第一抖动信号为正弦波信号或 三角波信号。

根据本发明的一个实施例，所述开关管关闭信号和所述开关管 开启信号是低电平有效信号，并且所述开关管关闭信号连接到RS触 发器的复位端，所述开关管开启信号连接到所述RS触发器的置位 端，所述RS触发器的Q输出为所述开关管控制信号。

根据本发明的一个实施例，开关电源控制器101还包括反馈误 差放大信号生成装置104，用于根据所接收的开关电源的输出反馈电 压与第二参考电压的差值，生成所述反馈误差放大信号。

根据本发明的一个实施例，所述开关管控制信号被设置为关闭 所述开关管的状态触发所述断开时间确定装置中的计时装置开始计 时。

根据本发明的一个实施例，所述计时装置包括电流源、电容器 和比较器，所述电流源从计时开始起对所述电容器充电，使得所述 电容器上的电压逐渐增加，所述比较器用于将所述电容器的电压与 所述反馈误差放大信号比较，并在所述电容器的电压高于所述反馈 误差放大信号时，产生所述开关管开启信号。

图2示出了根据本发明的另一个实施例的开关电源控制器的方 框图。如图2所示，根据本发明的实施例的开关电源控制器201包 括导通时间确定装置202、断开时间确定装置203。其中导通时间确 定装置202用于在所接收的开关管电流感测信号的幅度达到峰值电 流阈值时，产生开关管关闭信号，以将开关管控制信号设置为关闭 开关管的状态。断开时间确定装置203用于接收所述开关管控制信 号以及反馈误差放大信号，在从所述开关管控制信号被设置为关闭 所述开关管的状态开始经过预定时间之后，产生开关管开启信号， 以将所述开关管控制信号设置为开启所述开关管的状态。

其中所述断开时间确定装置203还包括反馈误差抖动装置204。 反馈误差抖动装置204用于将第二抖动电压信号添加到所述反馈误 差放大信号，以形成经抖动的反馈误差放大信号，所述预定时间取 决于所述经抖动的反馈误差放大信号。

根据本发明的一个实施例，所述第二抖动电压信号随时间周期 性抖动，并且其抖动周期不同于所述开关管的平均工作频率的倒数。

根据本发明的一个实施例，所述所述第二抖动电压信号随机抖 动，其抖动与噪声相关。相关包括但不限于，抖动频率和噪声抖动 频率类似，抖动由噪声提供等等。根据另外一个实施例，还包括对 所述噪声进行滤波处理，仅保留特定频率段的噪声。

根据本发明的一个实施例，所述第二抖动电压信号的抖动周期 大于所述开关管的平均工作频率的倒数。

根据本发明的一个实施例，所述经抖动的反馈误差放大信号的 抖动幅度小于所述经抖动的反馈误差放大信号随时间的平均值。

根据本发明的一个实施例，所述第二抖动信号为正弦波信号或 三角波信号。

根据本发明的一个实施例，所述开关管关闭信号和所述开关管 开启信号是低电平有效信号，并且所述开关管关闭信号连接到RS触 发器的复位端，所述开关管开启信号连接到所述RS触发器的置位 端，所述RS触发器的Q输出为所述开关管控制信号。

根据本发明的一个实施例，开关电源控制器201还包括反馈误 差放大信号生成装置205。反馈误差放大信号生成装置205用于根据 所接收开关电源的输出反馈电压与第二参考电压的差值，生成所述 反馈误差放大信号。

根据本发明的一个实施例，所述开关管控制信号被设置为关闭 所述开关管的状态触发所述断开时间确定装置中的计时装置开始计 时。

根据本发明的一个实施例，所述计时装置包括电流源、电容器 和比较器，所述电流源从计时开始起对所述电容器充电，使得所述 电容器上的电压逐渐增加，所述比较器用于将所述电容器的电压与 所述经抖动的反馈误差放大信号比较，并在所述电容器的电压高于 所述经抖动的反馈误差放大信号时，产生所述开关管开启信号。

根据本发明的一个实施例，所述峰值电流阈值随时间抖动。

图3示出了根据本发明的再一个实施例的开关电源控制器的方 框图。如图3所示，根据本发明的实施例的开关电源控制器301包 括导通时间确定装置302以及断开时间确定装置303。导通时间确定 装置302用于在所接收的开关管电流感测信号的幅度达到峰值电流 阈值时，产生开关管关闭信号，以将开关管控制信号设置为关闭开 关管的状态。断开时间确定装置303用于接收所述开关管控制信号 以及反馈误差放大信号，在从所述开关管控制信号被设置为关闭所 述开关管的状态开始经过预定时间之后，产生开关管开启信号，以 将所述开关管控制信号设置为开启所述开关管的状态。

其中断开时间确定装置303还包括计时装置304。所述开关管控 制信号被设置为关闭所述开关管的状态触发计时装置304开始计时。 计时装置304包括电流随时间变化的时变电流源、电容器和比较器， 所述时变电流源从计时开始起对所述电容器充电，使得所述电容器 上的电压逐渐增加，所述比较器用于将所述电容器的电压与反馈误 差放大信号比较，并在所述电容器的电压高于所述反馈误差放大信 号时，产生所述开关管开启信号。

根据本发明的一个实施例，所述时变电流源的电流随时间周期 性变化。

根据本发明的一个实施例，所述时变电流源的电流随时间变化 的周期显著大于所述开关管的平均工作频率的倒数。

根据本发明的一个实施例，所述时变电流源的电流每隔固定的 时间段就发生随机改变。

根据本发明的一个实施例，所述固定时间段的长度显著大于所 述开关管的平均工作频率的倒数。

根据本发明的一个实施例，所述时变电流源由提供较大幅度的 固定电流的固定电流源和提供较小幅度的时变电流的时变电流源构 成。

根据本发明的一个实施例，提供较小幅度的时变电流的时变电 流源提供电流幅度随时间正弦波变化的、三角波变化的、或者方波 变化的时变电流，或者提供电流幅度每隔一段固定时间就跳变到多 个固定值中之一的时变电流。

根据本发明的一个实施例，开关电源控制器301还包括反馈误 差放大信号生成装置305。反馈误差放大信号生成装置305用于根据 所接收开关电源的输出反馈电压与第二参考电压的差值，生成所述 反馈误差放大信号。

图4示出了本发明的一个实施例的操作开关电源的方法的流程 图400。如图4所示，在步骤401，在所接收的开关管电流感测信号 达到峰值电流阈值时，产生开关管关闭信号，以将开关管控制信号 设置为关闭开关管的状态。在步骤402，接收所述开关管控制信号以 及反馈误差放大信号，在从所述开关管控制信号被设置为关闭所述 开关管的状态开始经过预定时间之后，产生开关管开启信号，以将 所述开关管控制信号设置为开启所述开关管的状态。所述预定时间 取决于所述反馈误差放大信号。使所述峰值电流阈值随时间抖动。

根据本发明的一个实施例，所述峰值电流阈值随时间周期性抖 动，并且其抖动周期不同于所述开关管的平均工作频率的倒数。

根据本发明的一个实施例，所述峰值电流阈值随机抖动，其抖 动与噪声相关。相关包括但不限于，抖动频率和噪声抖动频率类似， 抖动由噪声提供等等。根据另外一个实施例，还包括对所述噪声进 行滤波处理，仅保留特定频率段的噪声。

根据本发明的一个实施例，所述峰值电流阈值的抖动周期大于 所述开关管的平均工作频率的倒数。

根据本发明的一个实施例，所述峰值电流阈值的抖动幅度小于 所述峰值电流阈值随时间的平均值。

根据本发明的一个实施例，所述开关管电流感测信号为电压信 号，通过对于来自第一参考电压源的固定的第一参考电压和来自第 一抖动信号发生器的第一抖动电压信号求和，提供所述峰值电流阈 值。

根据本发明的一个实施例，所述第一抖动信号为正弦波信号或 三角波信号。

根据本发明的一个实施例，所述开关管关闭信号和所述开关管 开启信号是低电平有效信号，并且通过将所述开关管关闭信号连接 到RS触发器的复位端，将所述开关管开启信号连接到所述RS触发 器的置位端，将所述RS触发器的Q输出作为所述开关管控制信号。

根据本发明的一个实施例，操作开关电源的方法还包括：

根据所接收的开关电源的输出反馈电压与第二参考电压的差 值，生成所述反馈误差放大信号。

根据本发明的一个实施例，所述开关管控制信号被设置为关闭 所述开关管的状态触发计时装置开始计时。

根据本发明的一个实施例，所述计时装置包括电流源、电容器 和比较器，使用所述电流源从计时开始起对所述电容器充电，使得 所述电容器上的电压逐渐增加，使用所述比较器将所述电容器的电 压与所述反馈误差放大信号比较，并在所述电容器的电压高于所述 反馈误差放大信号时，产生所述开关管开启信号。

图5示出了根据本发明的另一个实施例的操作开关电源的方法 的流程图500。如图5所示，在步骤501，在所接收的开关管电流感 测信号达到峰值电流阈值时，产生开关管关闭信号，以将开关管控 制信号设置为关闭开关管的状态。在步骤502，接收所述开关管控制 信号以及反馈误差放大信号，在从所述开关管控制信号被设置为关 闭所述开关管的状态开始经过预定时间之后，产生开关管开启信号， 以将所述开关管控制信号设置为开启所述开关管的状态。其中将第 二抖动电压信号添加到所述反馈误差放大信号，以形成经抖动的反 馈误差放大信号，所述预定时间取决于所述经抖动的反馈误差放大 信号。

根据本发明的一个实施例，所述第二抖动电压信号随时间周期 性抖动，并且其抖动周期不同于所述开关管的平均工作频率的倒数。

根据本发明的一个实施例，所述第二抖动电压信号随机抖动， 其抖动与噪声相关。相关包括但不限于，抖动频率和噪声抖动频率 类似，抖动由噪声提供等等。根据另外一个实施例，还包括对所述 噪声进行滤波处理，仅保留特定频率段的噪声。

根据本发明的一个实施例，所述第二抖动电压信号的抖动周期 大于所述开关管的平均工作频率的倒数。

根据本发明的一个实施例，所述经抖动的反馈误差放大信号的 抖动幅度小于所述经抖动的反馈误差放大信号随时间的平均值。

根据本发明的一个实施例，所述第二抖动信号为正弦波信号或 三角波信号。

根据本发明的一个实施例，所述开关管关闭信号和所述开关管 开启信号是低电平有效信号，并且通过将所述开关管关闭信号连接 到RS触发器的复位端，将所述开关管开启信号连接到所述RS触发 器的置位端，将所述RS触发器的Q输出作为所述开关管控制信号。

根据本发明的一个实施例，操作开关电源的方法还包括：

根据所接收的开关电源的输出反馈电压与第二参考电压的差 值，生成所述反馈误差放大信号。

根据本发明的一个实施例，所述开关管控制信号被设置为关闭 所述开关管的状态触发计时装置开始计时。

根据本发明的一个实施例，所述计时装置包括电流源、电容器 和比较器，使用所述电流源从计时开始起对所述电容器充电，使得 所述电容器上的电压逐渐增加，使用所述比较器将所述电容器的电 压与所述反馈误差放大信号比较，并在所述电容器的电压高于所述 反馈误差放大信号时产生所述开关管开启信号。

根据本发明的一个实施例，所述峰值电流阈值随时间抖动。

图6示出了根据本发明的另一个实施例的操作开关电源的方法 的流程图600。如图6所示，在步骤601，在所接收的开关管电流感 测信号的幅度达到峰值电流阈值时，产生开关管关闭信号，以将开 关管控制信号设置为关闭开关管的状态。在步骤602，接收所述开关 管控制信号以及反馈误差放大信号，在从所述开关管控制信号被设 置为关闭所述开关管的状态开始经过预定时间之后，产生开关管开 启信号，以将所述开关管控制信号设置为开启所述开关管的状态。 其中所述开关管控制信号被设置为关闭所述开关管的状态触发计时 装置开始计时，所述计时装置包括电流随时间变化的时变电流源、 电容器和比较器，所述时变电流源从计时开始起对所述电容器充电， 使得所述电容器上的电压逐渐增加，所述比较器用于将所述电容器 的电压与反馈误差放大信号比较，并在所述电容器的电压高于所述 反馈误差放大信号时，产生所述开关管开启信号。

根据本发明的一个实施例，所述时变电流源的电流随时间周期 性变化。

根据本发明的一个实施例，所述时变电流源的电流随时间变化 的周期显著大于所述开关管的平均工作频率的倒数。

根据本发明的一个实施例，所述时变电流源的电流每隔固定的 时间段就发生随机改变。

根据本发明的一个实施例，所述固定时间段的长度显著大于所 述开关管的平均工作频率的倒数。

根据本发明的一个实施例，所述时变电流源由提供较大幅度的 固定电流的固定电流源和提供较小幅度的时变电流的时变电流源构 成。

根据本发明的一个实施例，提供较小幅度的时变电流的时变电 流源提供电流幅度随时间正弦波变化的、三角波变化的、或者方波 变化的时变电流，或者提供电流幅度每隔一段固定时间就跳变到多 个固定值中之一的时变电流。

根据本发明的一个实施例，操作开关电源的方法还包括：

根据所接收的开关电源的输出反馈电压与第二参考电压的差 值，生成所述反馈误差放大信号。

下面使用反激式交流直流变换器作为例子来说明根据本发明的 实施例的、在可变断开时间控制模式中抖动导通时间和峰值电流的 方法以及抖动断开时间的方法，以及对应的开关电源控制器。本领 域技术人员应当理解的是，本发明的应用并不限于反激式交流直流 变换器。

图7示出了包含根据本发明的实施例的开关电源控制器100的 反激式交流直流变换器10的电路图。如图7所示，反激式交流直流 变换器10包括具有初级绕组PW、次级绕组SW和辅助绕组AW的 变压器T1作为隔离和能量传递元件。初级绕组PW、次级绕组SW 和辅助绕组AW分别用于形成反激式交流直流变换器10的输入部 分、输出部分和辅助供电部分。

首先描述反激式交流直流变换器10的输入部分。参见图7，连 接在交流输入与变压器T1的初级绕组PW一端之间的是输入整流和 滤波部分，其包括由四个二极管D1、D2、D3和D4构成的二极管整 流桥以及输入滤波电容器Cin，用于将输入交流电压整流并平滑成基 本直流的输入电压。高压供电电阻器RHV连接在输入整流和滤波部 分的输出与开关电源控制器100的高压电源管脚7之间，开关电源 控制器100通过其从输入整流和滤波部分获得初始启动电源供应。

连接在变压器T1的初级绕组PW的另一端与地之间的是开关管 M1以及与其串联连接的开关管电流感测电阻器Rsm，其中开关管 M1的漏极连接到变压器T1的初级绕组PW的该另一端，开关管电 流感测电阻器Rsm串联连接在开关管M1的源极与地之间，开关管 M1的栅极经由电阻器Rg连接到开关电源控制器100的驱动信号输 出管脚1以接收开关管驱动信号，电阻器Rsm上的电压经由电阻器 R1和电容器C2构成的低通滤波器输入到开关电源控制器100的电 流感测输入管脚2。在一个实施例中可以不使用上述低通滤波器，在 另外一个实施例中，可以将低通滤波器集成在芯片内部。

另外，变压器T1的初级绕组PW的两端之间连接了放电支路， 其由电阻器Rd和电容器Cd的并联连接和与之串联的二极管Dd组 成。输入部分还可能包括其他功能部件，在此为了简明起见并不一 一详尽描述。

接着描述反激式交流直流变换器10的输出部分。参见图7，变 压器T1的次级绕组SW一端接地，从另一端到该接地端串联连接了 二极管D5和输出电容器Cout1，另外电感器L1和电容器Cout2构 成的滤波级串联连接在二极管D5和输出电容器Cout1的连接点与地 之间，电容器Cout2上的电压作为输出电压Vout。输出部分还可能 包括其他功能部件，在此为了简明起见并不一一详尽描述。

下面描述反激式交流直流变换器10的辅助供电部分。参见图7， 类似于次级绕组SW，变压器T1的辅助绕组AW一端接地，从另一 端到该接地端串联连接了二极管D6、电阻器R2和电容器C1，电容 器C1上的电压作为开关电源控制器100的电源电压Vcc。

另外，反激式交流直流变换器10还包括用于将输出电压反馈给 开关电源控制器100的电压反馈部分。电压反馈部分主要包括：串 联连接在二极管D5和输出电容器Cout1的连接点与地之间的电阻器 R3，光电耦合器的二极管部分DO，和三端可调分流基准源Z1，作 为输出电压反馈发送支路；串联连接的光电耦合器的三极管部分BO 与电阻器R4，形成用于开关电源控制器100的输出电压反馈接收支 路，其中三极管部分BO的集电极连接到辅助供电部分中的电阻器 R2和电容器C1之间的连接点，电阻器R4的一端连接到三极管部分 BO的发射极，另一端接地。三极管部分BO的发射极处的电压被馈 送到开关电源控制器100的反馈电压输入管脚4作为输出反馈电压。

下面描述本实施例的反激式交流直流变换器10中的开关电源控 制器100。根据该实施例，开关电源控制器100具有管脚1到7，其 中管脚1为驱动信号输出管脚，其连接到开关管M1的栅极，用于 输出开关管驱动信号；管脚2为电流感测输入管脚，其通过电阻器 R1和电容器C2构成的低通滤波器连接到采样电阻器Rsm与开关管 M1的源极相连的一端，以便接收采样电阻器Rsm上的电压作为开 关管电流感测信号；管脚3为接地管脚，用于连接到地电位；管脚4 为反馈电压输入管脚，用于接收经由光电耦合器DO和采样电阻器 R4而从输出反馈的电压V_FB；管脚5为频率设定管脚，其用于连接 到频率电容器C_F，该频率电容器C_F的值决定了开关电源控制器100 的最大开关频率；管脚6为电源Vcc管脚，其通过二极管D6和电阻 器R2接收来自辅助绕组AW的电源电压Vcc；管脚7为高压电源管 脚，其接收经二极管整流桥整流并由输入滤波电容器Cin滤波后的 输入电压，作为反激式交流直流变换器10启动时开关电源控制器 100的电源。本领域技术人员应当理解，上面所特别描述的管脚的数 量和具体功能分配仅是一种示例，本发明可以具有更多或更少的具 有特定功能的管脚，或者管脚的具体功能分配可以不同于上面的描 述，甚至开关电源控制器100可以包括仅具有封装意义的管脚。

下面描述根据本发明实施例的开关电源控制器100的内部结构。 应当指出，为了更清楚地图示和说明，附图以及下面的描述中可能 没有示出或说明对于开关电源控制器100的工作必要的一些组件。 本领域技术人员应当理解，没有图示和说明这些元件并不表示这些 组件在开关电源控制器100中不存在。

参见图8，根据本发明的一个实施例，开关电源控制器100大致 包括：导通时间确定装置1001，RS触发器1002，开关管驱动器1003， 断开时间确定装置1004，以及反馈误差放大信号生成装置1005。

需要指出，图8并未示出实际开关电源控制器100的全部功能 部件。例如图8没有示出图7中的开关电源控制器100的Vcc管脚6， 接地管脚3，以及高压电源管脚7。这并不表示这些管脚以及与它们 相耦合的各种功能部件在实际的开关电源控制器100中不存在。特 别是，本领域技术人员可以理解，实际的开关电源控制器100中可 以有电源管理模块耦合在Vcc管脚6和接地管脚3之间，用于提供 开关电源控制器100中各种功能部件的工作电源以及各种参考电压 等。而且，本领域技术人员可以理解，实际的开关电源控制器100 中可以有启动装置耦合在高压电源管脚7与接地管脚3之间，用于 在反激式交流直流变换器10的初始启动阶段提供开关电源控制器 100中各种功能部件的工作电源以及各种参考电压等。

下面参考图8具体描述开关电源控制器100的各个功能部件。

开关电源控制器100中的导通时间确定装置1001接收来自电流 感测输入管脚2的输入，即图7中的电阻器Rsm上的电压作为开关 管电流感测信号16，并将该开关管电流感测信号16与峰值电流阈值 电压11相比较。当开关管电流感测信号16的幅度达到峰值电流阈 值电压11时，导通时间确定装置1001在其输出17上产生开关管关 闭信号。

在一个实施例中，可以将管脚2的输入信号经过处理后，输送 至导通时间确定装置1001。这些处理包括但不限于，将信号进行滤 波、放大、平移(level shift)、将电压信号和/或电流信号相互转换等。

如图8所示，根据本发明的实施例，导通时间确定装置1001可 以主要由比较器15来实施。比较器15的正输入端接收峰值电流阈 值电压11，其负输入端与管脚2相耦合，用于接收开关管电流感测 信号16。当开关管电流感测信号16的幅度达到峰值电流阈值电压 11时，比较器15的输出17反转，从高电平变为低电平。根据本发 明的实施例，比较器15的输出17与RS触发器1002的复位输入相 耦合。

根据本发明的实施例，导通时间确定装置1001中的峰值电流阈 值电压11随时间抖动。例如在图8示出的实施例中，峰值电流阈值 电压11通过使用加法器14将来自固定参考电压源12(本申请中也 称为“第一参考电压源”)的固定参考电压(本申请中也称为“第一 参考电压”)与来自抖动电压源13(本申请中也称为“第一抖动信号 发生器”)的抖动电压(本申请中也称为“第一抖动电压信号”)相 加来实施。本领域技术人员可以理解，在另一实施例中使用减法器 从固定参考电压源12的固定参考电压减去来自抖动电压源13的抖 动电压也可以达到类似的技术效果。根据本发明的一个实施例，抖 动电压源13的抖动电压为正弦波信号或三角波信号。本领域技术人 员应当理解，抖动电压源13的抖动电压的波形还可以是其他的各种 波形。在另外一个实施例中，可通过使用参考电流源与抖动电流源 相加或相减形成随时间抖动的峰值电流阈值电流，进而形成随时间 抖动的峰值电流阈值电压11。

根据本发明的另一实施例，抖动电压源13的抖动电压或用于形 成随时间抖动的峰值电流阈值电压11的抖动电流源的抖动电流还可 以随机抖动，从而形成随机抖动的峰值电流阈值电压11。在一个实 施例中，可以使用噪声电压源或噪声电流源直接或者间接地作为抖 动电压源13或上述抖动电流源。在另外一个实施例中，可以对上述 噪声电压源或噪声电流源的噪声电压或噪声电流进行滤波处理，使 其中只保留特定频率段的分量。

如下面将详细描述的，通过使用随时间抖动的峰值电流阈值电 压11，本发明的实施例可以具有降低反激式交流直流变换器10的 EMI的效果。本领域技术人员可以理解，随时间抖动的峰值电流阈 值电压11也可以用不同于上述的将来自固定参考电压源12的固定 参考电压与来自抖动电压源13的抖动电压相加的方法来实现。例如， 可以用单个参考电压源提供具有大于零的平均值的随时间抖动的参 考电压，该抖动既可以是周期性的也可以是随机的。

根据本发明的一个实施例，峰值电流阈值电压11可以随时间周 期性抖动，并且其抖动周期不同于所述开关管的平均工作频率的倒 数。根据本发明的一个实施例，所述峰值电流阈值电压11的抖动周 期大于所述开关管的平均工作频率的倒数。根据本发明的一个实施 例，所述峰值电流阈值电压11的抖动幅度小于所述峰值电流阈值电 压11随时间的平均值。

尽管以上描述了开关管电流感测信号和峰值电流阈值为电压信 号的实施例，本领域技术人员可以理解开关管电流感测信号和峰值 电流阈值也可以是电流信号。在此情况下，用于将两者进行比较的 比较器例如可以是电流比较器。

开关电源控制器100中的反馈误差放大信号生成装置1005与反 馈电压输入管脚4相耦合，用于接收反激式交流直流变换器10的输 出反馈电压18。在一个实施例中，可以将管脚4的输入信号经过处 理后，输送至反馈误差放大信号生成装置1005。这些处理包括但不 限于，将信号进行滤波、放大、平移(level shift)、将电压信号和/ 或电流信号相互转换等。

反馈误差放大信号生成装置1005将输出反馈电压18与固定的 参考电压的差值放大而产生反馈误差放大信号19。反馈误差放大信 号生成装置1005例如可以由误差放大器20实施，其反相输入端接 收来自固定参考电压源21(本申请中也称为“第二参考电压源”)的 固定的参考电压(本申请中也称为“第二参考电压”)，其同相输入 端接收输出反馈电压18。

根据本发明的实施例，开关电源控制器100中的断开时间确定 装置1004接收反馈误差放大信号生成装置1005产生的反馈误差放 大信号19，以及RS触发器1002的Q输出22，并且断开时间确定 装置1004的输出23耦合到RS触发器1002的置位输入。断开时间 确定装置1004还通过开关电源控制器100的管脚5与反激式交流直 流变换器10的频率电容器C_F耦合。

如图8所示，根据本发明的该实施例，断开时间确定装置1004 包括NMOS管25，比较器26，以及电流源27。NMOS管25的栅极 与RS触发器1002的Q输出22耦合，其源极接地，并且其漏极与 节点24耦合。电流源27的一端例如可以与开关电源控制器的内部 电源耦合，其另一端也与节点24耦合。此外，频率电容器C_F的一 端通过管脚5耦合到节点24。如图8所示，节点24即比较器26的 负输入端。反馈误差放大信号生成装置1005产生的反馈误差放大信 号19被耦合到比较器26的正输入端。比较器26的输出即断开时间 确定装置1004的输出23。

当RS触发器1002的Q输出22为高电平(逻辑1)时，NMOS 管25开启，电流源27的电流通过NMOS管25流向地。此时节点 24的电压可通过使用较大栅宽的NMOS管(导通电阻很小，使得电 流源27的电流流过时产生很小的电压)而保持在较低或者基本为零 的电位。此时比较器26的输出23为高电平。

当RS触发器1002的Q输出22由高电平(逻辑1)变为低电平 (逻辑0)时，NMOS管25关断，电流源27的电流通过管脚5向频 率电容器C_F充电，引起频率电容器C_F上逐渐增加的电压。当频率电 容器C_F上的电压达到反馈误差放大信号19时，比较器26的输出23 从高电平变为低电平。输出23从高电平变为低电平，将RS触发器 1002的Q输出22重置为高电平。NMOS管25重新开启，释放频率 电容器C_F上的电荷，从而节点24的电压重新变低，比较器26的输 出23回到高电平。

本领域技术人员应该可以理解，断开时间确定装置1004中的电 流源27和比较器26，以及通过管脚5耦合的频率电容器C_F构成一 个计时装置。当RS触发器1002的Q输出22由高电平(逻辑1)变 为低电平(逻辑0)，NMOS管25断开的时刻该计时装置的计时启动。 当计时开始过了预定时间之后，频率电容器C_F上的电压达到反馈误 差放大信号19时，比较器26的输出23从高电平变为低电平，也即 输出计时完成信号。本领域技术人员应该可以理解，除了电流源27 的电流大小和频率电容器C_F的电容值之外，所述预定时间和反馈误 差放大信号19的大小有关。

尽管以上描述了断开时间确定装置1004通过开关电源控制器 100的管脚5与外接频率电容器C_F耦合的实施例，本领域技术人员 可以理解，在其他实施例中，开关电源控制器100可以在断开时间 确定装置1004中包括与节点24耦合的内置频率电容器。因而在此 情况下无需频率设定管脚5以及外接频率电容器C_F。

开关电源控制器100中的驱动器1003接收RS触发器1002的Q 输出22，并根据该Q输出22为高电平或低电平来通过管脚1驱动 (开启或关闭)开关管M1。

下面结合图7的电路图和图8的功能框图，并参考图9的波形 图，说明反激式交流直流变换器10稳定工作时的工作过程。

图9的波形图从上到下依次示出了反激式交流直流变换器10稳 定工作时的峰值电流阈值电压11(示出添加了正弦波的随时间抖动 的峰值电流阈值电压11在一个周期中的变化)、开关管电流感测信 号16、导通时间确定装置1001的输出(即RS触发器1002复位端 输入)、反馈误差放大信号19，频率电容器C_F上的电压，断开时间 确定装置1004的输出(即RS触发器1002置位端输入)、以及开关 管控制信号(即RS触发器的Q输出)的波形的一部分。本领域技 术人员应当理解，这些图示仅仅是示意性的而非真正按比例绘制的， 并且不同的信号可能使用不同的放大倍数示出，其中有些部分可能 被放大或缩减。

在一个工作周期开始之前，例如时刻t₁之前，开关管控制信号 为低电平，开关管M1关闭，开关管电流感测信号16为零，导通时 间确定装置1001的输出为高电平。此时由于开关管控制信号为低电 平，断开时间确定装置1004中的NMOS管25被关断，因此断开时 间确定装置1004中的电流源27通过管脚5对频率电容器C_F充电， 引起频率电容器C_F上逐渐增加的电压。

当频率电容器C_F上的电压达到反馈误差放大信号时，例如在时 刻t₁，断开时间确定装置1004中的比较器26的输出从高电平翻转 到低电平，该低电平将RS触发器1002的Q输出(即开关管控制信 号)置为高电平。如上所述，RS触发器1002的Q输出变为高电平 使得NMOS管25重新开启，释放频率电容器C_F上的电荷，从而频 率电容器C_F上的电压重新变低。因此，比较器26的输出23回到高 电平。这在图9中断开时间确定装置1004的输出波形上以向下的脉 冲示出。如上所述，该向下的脉冲引起RS触发器1002的Q输出从 低电平变为高电平，因此可被认为是本发明的实施例中的“开关管开 启信号”。

开关管控制信号被置为高电平使得开关管M1开启，这引起开关 管M1中渐增的电流(由于初级绕组PW的电抗特性)。这在图9中 显示为开关管电流感测信号从时刻t₁开始的渐增。

当开关管电流感测信号的幅度达到峰值电流阈值电压11时，例 如在时刻t₂，导通时间确定装置1001中的比较器15的输出从高电 平翻转为低电平，这将RS触发器1002的Q输出(即开关管控制信 号)置为低电平，从而关闭开关管M1。开关管M1被关闭使得开关 管电流感测信号的幅度降为零，因此比较器15的输出回到高电平。 这在图9中导通时间确定装置1001的输出波形上以向下的脉冲示 出。如上所述，该向下的脉冲引起RS触发器1002的Q输出从高电 平变为低电平，因此可被认为是本发明的实施例中的“开关管关闭信 号”。

此时，由于开关管控制信号为低电平，断开时间确定装置1004 中的NMOS管25被关断，因此断开时间确定装置1004中的电流源 27通过管脚5对频率电容器C_F充电，引起频率电容器C_F上逐渐增 加的电压，直到频率电容器C_F上的电压达到反馈误差放大信号19， 例如在时刻t₃，从而开始下一个工作周期。

如图9所示，由于本发明的实施例使用了随时间抖动的峰值电 压，使得不同工作周期中开关管的开启时间发生变化，因此使得不 同工作周期中开关管达到的峰值电流发生变化。反馈回路将调节断 开时间以调节输出电压，从而断开时间也会抖动。在这样的系统中， EMI能量对开关频率的绘图可以如图10所示。对峰值电流的改变使 得导通时间和断开时间的长度都改变，每个峰值电流将产生新的开 关频率中心f₁，f₂，f₃和f₄等。EMI能量被分散到以这些新的开关频 率为中心的频率段上，从而形成在非常宽的频率范围上分布的EMI 能量。EMI能量的频率密度被大大降低，这明显改善了EMI性能。

特别是，在使用随机抖动的峰值电流阈值电压11的实施例中， 例如在将噪声电压源的噪声电压和第一参考电压源的第一参考电压 相加而形成峰值电流阈值电压11的实施例中，由于和噪声相关的峰 值电流阈值电压11的抖动变化是随机的，因而形成更多的频率中心 f₁～f_N，从而可以获得更好的降低EMI的技术效果。

需要指出，开关管的平均工作频率是开关频率的平均值。在一 个实施例中，可以使用各个开关频率中心f₁，f₂，f₃和f₄等平均值近 似计算。

下面参考图11描述根据本发明另一实施例的开关电源控制器 100’。开关电源控制器100’与开关电源控制器100具有相同的管脚1 到管脚7，并且其内部结构也基本相同。下面的描述中将着重强调开 关电源控制器100’与开关电源控制器100的不同之处，而对相同之 处可能会省略描述或者简要描述。

本领域技术人员应当理解，与开关电源控制器100一样，开关 电源控制器100’可以根据需要具有更多或更少的具有特定功能的管 脚，或者管脚的具体功能分配可以不同于上面对开关电源控制器100 所描述的，甚至开关电源控制器100’可以包括仅具有封装意义的管 脚。

另外，与图8的功能框图类似，图11并未示出实际开关电源控 制器100’的全部功能部件。例如图11没有示出Vcc管脚6，接地管 脚3，以及高压电源管脚7。这并不表示这些管脚以及与它们相耦合 的各种功能部件在实际的开关电源控制器100’中不存在。特别是， 本领域技术人员可以理解，实际的开关电源控制器100’中可以有电 源管理模块耦合在Vcc管脚6和接地管脚3之间，用于提供开关电 源控制器100’中各种功能部件的工作电源以及各种参考电压等。并 且本领域技术人员可以理解，实际的开关电源控制器100’中可以有 启动装置耦合在高压电源管脚7与接地管脚3之间，用于在反激式 交流直流变换器10的初始启动阶段提供开关电源控制器100’中各种 功能部件的工作电源以及各种参考电压等。

下面参考图11具体描述开关电源控制器100’的各功能部件。开 关电源控制器100’与开关电源控制器100的主要不同之处在于断开 时间确定装置1004’代替了断开时间确定装置1004。除了上面对于断 开时间确定装置1004所描述的那些功能部件之外，断开时间确定装 置1004’还包括由加法器28和抖动信号源29(本申请中也称为“第 二抖动信号发生器”)构成的反馈误差抖动装置。加法器28将抖动 信号源29产生的抖动电压信号30(本申请中也称为“第二抖动电压 信号”)添加到所接收的反馈误差放大信号19，从而形成经抖动的反 馈误差放大信号19’。该经抖动的反馈误差放大信号19’被馈送到比 较器26的正输入端。

根据本发明的一个实施例，抖动电压源29的抖动电压信号30 随时间周期性抖动，并且其抖动周期不同于所述开关管的平均工作 频率的倒数。根据本发明的一个实施例，抖动电压源29的抖动电压 信号30的抖动周期大于所述开关管的平均工作频率的倒数。根据本 发明的一个实施例，经抖动的反馈误差放大信号19’的抖动幅度小于 所述经抖动的反馈误差放大信号随时间的平均值。根据本发明的一 个实施例，抖动电压源29的抖动电压信号30为正弦波信号或三角 波信号。本领域技术人员应当理解，抖动电压源29的抖动电压信号 30的波形还可以是其他的各种波形。

根据本发明的另一个实施例，抖动电压源29的抖动电压信号30 随机抖动，例如可以使用噪声电压源作为抖动电压源29。在一个实 施例中，可以对上述噪声电压源的噪声电压进行滤波处理，使其中 只保留特定频率段的分量。

断开时间确定装置1004’的其他部分与上面对于断开时间确定 装置1004所描述的那些相同或者类似。

当开关电源控制器100’中的RS触发器1002的Q输出22为高 电平(逻辑1)时，NMOS管25开启，电流源27的电流通过NMOS 管25流向地。此时节点24的电压可通过使用较大栅宽的NMOS管 (导通电阻很小，使得电流源27的电流流过时产生很小的电压)而 保持在较低或者基本为零的电位。此时比较器26的输出23为高电 平。

当RS触发器1002的Q输出22由高电平(逻辑1)变为低电平 (逻辑0)时，NMOS管25断开，电流源27的电流通过管脚5向频 率电容器C_F充电，引起频率电容器C_F上逐渐增加的电压。当频率电 容器C_F上的电压达到经抖动的反馈误差放大信号19’时，比较器26 的输出23从高电平变为低电平。输出23从高电平变为低电平，将 RS触发器1002的Q输出22重置为高电平。从而NMOS管25重新 开启，释放频率电容器C_F上的电荷。相应地，节点24的电压重新 变低，比较器26的输出23回到高电平。

本领域技术人员应该可以理解，断开时间确定装置1004’中的电 流源27和比较器26，以及通过管脚5耦合的频率电容器C_F构成一 个计时装置。当RS触发器1002的Q输出22由高电平(逻辑1)变 为低电平(逻辑0)，NMOS管25断开的时刻该计时装置的计时启动。 当计时开始过了预定时间之后，频率电容器C_F上的电压达到经抖动 的反馈误差放大信号19’时，比较器26的输出23从高电平变为低电 平，也即输出计时完成信号。本领域技术人员应该可以理解，除了 电流源27的电流大小和频率电容器C_F的电容值之外，所述预定时 间取决于经抖动的反馈误差放大信号19’的大小。

尽管以上描述了断开时间确定装置1004’通过开关电源控制器 100’的管脚5与外接频率电容器C_F耦合的实施例，本领域技术人员 可以理解，在其他实施例中，开关电源控制器100’可以在断开时间 确定装置1004’中包括与节点24耦合的内置频率电容器，因而无需 频率设定管脚5以及外接频率电容器C_F。

另外，开关电源控制器100’中用导通时间确定装置1001’代替了 开关电源控制器100中的导通时间确定装置1001。导通时间确定装 置1001’与导通时间确定装置1001的主要不同之处在于：由单个的 固定参考电压源12提供固定的峰值电流阈值电压11’，而不是提供 随时间抖动的峰值电流阈值电压11。因此，开关电源控制器100’中 EMI的改善主要通过加法器28和抖动信号源29构成的反馈误差抖 动装置对反馈误差放大信号19添加抖动来实现。然而，本领域技术 人员应当理解，在开关电源控制器100’中使用图8的实施例中的导 通时间确定装置1001是完全可能的。

图12的波形图说明了包含开关电源控制器100’来代替开关电源 控制器100的反激式交流直流变换器10稳定工作时的工作过程。

类似于图9的波形图，图12从上到下依次示出了反激式交流直 流变换器10稳定工作时的峰值电流阈值电压11’、开关管电流感测 信号16、导通时间确定装置1001’的输出(即RS触发器1002复位 端输入)、经抖动的反馈误差放大信号19’(示出添加了三角波的经 抖动的反馈误差放大信号19’在一个周期中的变化)、频率电容器C_F上的电压、断开时间确定装置1004’的输出(即RS触发器1002置位 端输入)、以及开关管控制信号(即RS触发器的Q输出)的波形的 一部分。本领域技术人员应当理解，这些图示仅仅是示意性的而非 真正按比例绘制的，并且不同的信号可能使用不同的放大倍数示出， 其中有些部分可能被放大或缩减。

与图9中所示的各波形的主要不同之处在于：首先，峰值电流 阈值电压11’是固定的，因此开关管导通的时间和达到的峰值电流是 固定的；其次，由于断开时间确定装置1004’中将频率电容器C_F上 的电压与经抖动的反馈误差放大信号19’相比较，使得不同工作周期 中的开关管断开时间发生了变化。

下面参考图13描述根据本发明又一实施例的开关电源控制器 100”。开关电源控制器100”与开关电源控制器100和开关电源控制 器100’具有相同的管脚1到管脚7，并且其内部结构也基本相同。下 面的描述中将着重强调开关电源控制器100”与开关电源控制器100 和开关电源控制器100’的不同之处，而对相同之处可能会省略描述 或者简要描述。

本领域技术人员应当理解，与开关电源控制器100和开关电源 控制器100’一样，开关电源控制器100”可以根据需要具有更多或更 少的具有特定功能的管脚，或者管脚的具体功能分配可以不同于上 面对开关电源控制器100和开关电源控制器100’所描述的，甚至开 关电源控制器100”可以包括仅具有封装意义的管脚。

另外，与图8和图11的功能框图类似，图13并未示出实际开 关电源控制器100”的全部功能部件。例如图13没有示出Vcc管脚6， 接地管脚3，以及高压电源管脚7。这并不表示这些管脚以及与它们 相耦合的各种功能部件在实际的开关电源控制器100”中不存在。特 别是，本领域技术人员可以理解，实际的开关电源控制器100”中可 以有电源管理模块耦合在Vcc管脚6和接地管脚3之间，用于提供 开关电源控制器100”中各种功能部件的工作电源以及各种参考电压 等。并且本领域技术人员可以理解，实际的开关电源控制器100”中 可以有启动装置耦合在高压电源管脚7与接地管脚3之间，用于在 反激式交流直流变换器10的初始启动阶段提供开关电源控制器 100”中各种功能部件的工作电源以及各种参考电压等。

下面参考图13具体描述开关电源控制器100”的各功能部件。开 关电源控制器100”与开关电源控制器100’的主要不同之处在于断开 时间确定装置1004”代替了断开时间确定装置1004’。不同于断开时 间确定装置1004’，断开时间确定装置1004”并不对接收的反馈误差 放大信号19添加抖动。因此其并不包括由加法器28和抖动信号源 29构成的反馈误差抖动装置。反馈误差放大信号19被直接馈送到比 较器26的正输入端。而另一方面，如图13所示，除了提供固定电 流的电流源27，断开时间确定装置1004”还包括提供随时间变化的 电流Is(t)的时变电流源31，其一端例如可以与开关电源控制器的内 部电源耦合，其另一端也与节点24耦合。

因此，本领域技术人员可以理解，断开时间确定装置1004”中的 提供固定电流的电流源27和提供随时间变化的电流Is(t)的时变电流 源31共同构成一个提供随时间变化的总电流的总体时变电流源。本 领域技术人员还应该可以理解，提供随时间变化的总电流的总体时 变电流源还可以以不同于上述的提供固定电流的电流源27和提供随 时间变化的电流Is(t)的时变电流源31的方式来实施。例如，可以仅 使用一个提供随时间变化的电流的时变电流源。

根据本发明的一个实施例，总体时变电流源，例如上面的实施 例中的提供固定电流的电流源27和提供随时间变化的电流Is(t)的时 变电流源31共同构成的总体时变电流源提供的电流随时间周期性变 化。根据本发明的一个实施例，总体时变电流源的电流随时间变化 的周期显著大于所述开关管的平均工作频率的倒数，例如至少是所 述开关管的平均工作频率的倒数的两倍。根据本发明的一个实施例， 总体时变电流源的电流每隔固定的时间段就发生随机改变。根据本 发明的一个实施例，所述固定时间段的长度显著大于所述开关管的 平均工作频率的倒数，例如至少是所述开关管的平均工作频率的倒 数的两倍。根据本发明的一个实施例，电流源27提供较大幅度的固 定电流，时变电流源31提供较小幅度的时变电流Is(t)。根据本发明 的一个实施例，提供较小幅度的时变电流Is(t)的时变电流源31提供 电流幅度随时间正弦波变化的、三角波变化的、或者方波变化的时 变电流Is(t)，或者提供电流幅度每隔一段固定时间就跳变到多个固 定值中之一的时变电流Is(t)。

断开时间确定装置1004”的其他部分与上面对于断开时间确定 装置1004所描述的那些相同或者类似。

当开关电源控制器100”中的RS触发器1002的Q输出22为高 电平(逻辑1)时，NMOS管25开启，电流源27和时变电流源31 的电流通过NMOS管25流向地。此时节点24的电压可通过使用较 大栅宽的NMOS管(导通电阻很小，使得电流源27的电流流过时产 生很小的电压)而保持在较低或者基本为零的电位。此时比较器26 的输出23为高电平。

当RS触发器1002的Q输出22由高电平(逻辑1)变为低电平 (逻辑0)时，NMOS管25断开，电流源27和时变电流源31的总 电流通过管脚5向频率电容器C_F充电，引起频率电容器C_F上逐渐增 加的电压。当频率电容器C_F上的电压达到反馈误差放大信号19时， 比较器26的输出23从高电平变为低电平。输出23从高电平变为低 电平，将RS触发器1002的Q输出22重置为高电平。从而NMOS 管25重新开启，释放频率电容器C_F上的电荷。相应地，节点24的 电压重新变低，比较器26的输出23回到高电平。

本领域技术人员应该可以理解，上述总体时变电流源和比较器 26，以及通过管脚5耦合的频率电容器C_F构成一个计时装置。当RS 触发器1002的Q输出22由高电平(逻辑1)变为低电平(逻辑0)， NMOS管25断开的时刻该计时装置的计时启动。当计时开始过了预 定时间之后，频率电容器C_F上的电压达到反馈误差放大信号19时， 比较器26的输出23从高电平变为低电平，也即输出计时完成信号。 本领域技术人员应该可以理解，由于上述总体时变电流源提供随时 间变化的总电流，对频率电容器充电的速度也会随时间变化。从而 使得断开时间确定装置1004”确定的断开时间也有可能随时间变化。

尽管以上描述了断开时间确定装置1004”通过开关电源控制器 100”的管脚5与外接频率电容器C_F耦合的实施例，本领域技术人员 可以理解，在其他实施例中，开关电源控制器100”可以在断开时间 确定装置1004”中包括与节点24耦合的内置频率电容器，因而无需 频率设定管脚5以及外接频率电容器C_F。

另外，开关电源控制器100”中使用与开关电源控制器100’相同 的导通时间确定装置1001’。导通时间确定装置1001’中由单个的固 定参考电压源12提供固定的峰值电流阈值电压11’，而不是提供随 时间抖动的峰值电流阈值电压11。因此，开关电源控制器100”中 EMI的改善主要通过提供固定电流的电流源27和提供随时间变化的 电流的时变电流源31共同构成一个提供随时间变化的总电流的总体 时变电流源，通过由该随时间变化的总电流对频率电容器C_F充电而 将抖动添加到断开时间确定装置1004”确定的断开时间来实现。然 而，本领域技术人员应当理解，在开关电源控制器100”中使用图8 的实施例中的导通时间确定装置1001是完全可能的。

图14的波形图说明了包含开关电源控制器100”来代替开关电 源控制器100的反激式交流直流变换器10稳定工作时的工作过程。

类似于图9和图12的波形图，图14从上到下依次示出了反激 式交流直流变换器10稳定工作时的峰值电流阈值电压11’、开关管 电流感测信号16、导通时间确定装置1001’的输出(即RS触发器1002 复位端输入)、时变电流源31输出的时变电流Is(t)(示出了在标记C 处指示的一个跳变)、反馈误差放大信号19、频率电容器C_F上的电 压、断开时间确定装置1004”的输出(即RS触发器1002置位端输 入)、以及开关管控制信号(即RS触发器的Q输出)的波形的一部 分。本领域技术人员应当理解，这些图示仅仅是示意性的而非真正 按比例绘制的，并且不同的信号可能使用不同的放大倍数示出，其 中有些部分可能被放大或缩减。

与图9中所示的各波形的主要不同之处在于：首先，峰值电流 阈值电压11’是固定的，因此开关管导通的时间和达到的峰值电流是 固定的；其次，由于断开时间确定装置1004”中的时变电流源31提 供的随时间变化的电流Is(t)在时间点t₁₃发生了如附图标记C指示的 跳变，对频率电容器C_F充电的电流，即电流源27提供的固定电流 和时变电流源31提供的随时间变化的电流Is(t)之和在时间点t₁₃也发 生了跳变，使得频率电容器C_F上的电压的上升速率在时间点t₁₃之前 和之后有所不同，如附图标记A和B所标示的。从而，实现了将偏 移添加到断开时间确定装置1004”所确定的断开时间。例如，如图 14所示，由于频率电容器C_F上的电压的上升速率在时间点t₁₃之前 和之后有所不同，时间点t₁₇与t₁₈之间的断开时间不同于上一个工作 周期的时间点t₁₅与t₁₆之间的断开时间。

尽管本发明已经结合其具体示例性实施方式进行了描述，很显 然的是，多种备选、修改和变形对于本领域技术人员是显而易见的。 由此，在此阐明的本发明的示例性实施方式是示意性的而并非限制 性。可以在不脱离本发明的精神和范围的情况下作出修改。

例如，本领域技术人员应当理解，尽管此处描述的开关电源控 制器为具有特定管脚的集成电路的形式，但是实施本发明方法的开 关电源控制器也可以使用分立元件或者分立元件与集成电路相结合 来构建。在此意义上，本文中的“管脚”应当广义地理解为一种用 于输入输出的接口或连接，而不仅仅是集成电路实施方式中的具体 的物理部件。或者，本发明的开关电源控制器的集成电路实施方式 还可以包括更多或更少的功能部件或者管脚。这些不同实施方式都 在本文权利要求书所限定的范围之内。

在本公开内容中所使用的量词“一个”、“一种”等不排除复数。文 中的“第一”、“第二”等仅表示在实施例的描述中出现的先后顺序， 以便于区分类似部件。“第一”、“第二”在权利要求书中的出现仅 为了便于对权利要求的快速理解而不是为了对其进行限制。权利要 求书中的任何附图标记都不应解释为对范围的限制。