通信系统、通信方法以及多通道自适应均衡器和OFDM信号解复用的方法

摘要

本发明公开了一种通信系统、通信方法以及多通道自适应均衡器和OFDM信号解复用的方法，OFDM信号解复用的方法包括以下步骤：接收由N路光子载波复用成的OFDM光信号，并分别使用不同角频率的系列本征光对所述OFDM光信号解调，得到相应的OFDM电信号；每一路OFDM电信号分别经低通滤波器衰减其基带信号以外的相邻频带信号后进行采样，得到相应的OFDM电信号采样值，再用多通道均衡矩阵乘以N路OFDM电信号采样值还原出相应的各路光子载波所携带的数据。本发明，在接收端不要求各路解调信号的采样时间严格匹配，采样率由单个光载波所带调制信号速率决定，可以绕过ADC的瓶颈限制，适用于高速光通信系统。

说明书

技术领域

本发明涉及通信系统，具体涉及通信系统、通信方法以及多通道自适 应均衡器和OFDM信号解复用的方法。

背景技术

光通信向高速发展主要有时分复用(TDM)和波分复用(WDM)两种技 术路线。时分复用是将不同的信号相互交织在不同的时间段内，沿着同一 个信道传输，在接收端再将各个时间段内的信号提取出来还原成原始信号， 目前，采用相干光通信技术及偏振复用QPSK(四相相移键控)调制，可以 实现单波长100G的传输速率，但是，此方案要求在接收端采用采样率为几 十G的模数转换器，由于这已经接近电子器件的极限，因此，直接提高发 送速率的方法已无法用于更高速率的TDM光通信系统。波分复用的做法是， 在发送端将信号分为多路，分别调制到不同频率的光载波上进行传输，而 在接收端再进行解复用恢复，因此，接收端电子器件的处理速率要求由每 一路信号速率决定，相对较低。所以WDM是高速光通信发展的主要方向。

但是，传统的波分复用系统要求不同光载波之间有远大于调制信号频 谱的保护间隔，以便光滤波器将其分开，从而造成巨大的频谱浪费。为此 提出了OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，正交频分 复用)技术，采用OFDM复用后的WDM信号(以下简称OFDM信号)由紧邻的 相互正交的多个光载波信号组成，由于OFDM信号中各光载波紧密相邻，业 内习惯将每一个光载波称为子载波，OFDM的基本原理如下：

设OFDM信号的发送周期为T，则不同子载波之间的间隔Δf为Δf＝1/T， 于是，接收信号r(t)可以表示为其中：

C_k是第k个子载波的发送数据，f_k(t)表示第k个子载波。

将接收信号r(t)与本征光在一个码元周期内做互相关，则有

${\int }_0^{T}r\left(t\right)f_m\left(t\right)\mathrm{dt}={\delta }_{\mathrm{km}}{C}_k---\left(1\right)$

当k＝m时δ_km＝1，当k≠m时δ_km＝0。

从式(1)可以看出，不同子载波即使频谱重叠，仍然可以完全消除不 同通道间的串扰。要接收某个子载波的信号，只需将接收到的光信号与对 应本征光载波在一个码元周期内做互相关，即可提出所发数据信号，并消 去其他光载波的串扰。

由于产生系列本征光与接收光信号做互相关成本高昂，所以实际普遍 采用的相干光OFDM接收方式是，先用一本征光解调OFDM信号，再用高速 AD(模数转换器)对解调信号进行采样，然后做离散傅立叶变换。例如， 假设接收到的OFDM信号有128个子载波，则需要在一个码元周期内进行128 次时域抽样，再做128点的离散傅立叶变换，得到每个子载波所携带的数 据信号。

虽然OFDM采用N个子载波并行收发，但也要求每个码元采样N次(N 为载波数)。所以，目前使用离散傅立叶变换方法处理OFDM信号，其接收 速率与单载波一样，仍然受到ADC采样速率的限制。

发明内容

针对现有技术中存在的缺陷，本发明的目的在于提供一种针对采用 OFDM复用的光载波信号解复用的方法，包括以下步骤：

接收由N路光子载波复用成的OFDM光信号，复用方法为：第k路光子 载波所携带的数据由调制信号I_k+jQ_k调制在角频率为Ω_C+kΩ₀的第k路光子 载波上，Ω_C为第0路光子载波的角频率，Ω₀＝2πΔf，Δf＝1/T，T为OFDM光 信号的发送周期，k＝0，..，N-1；

分别使用不同角频率的系列本征光对所述OFDM光信号解调，得到相应 的OFDM电信号；解调方法为：使用角频率为Ω_C+mΩ₀的本征光对OFDM光信 号解调得到第m路OFDM电信号，每一路OFDM电信号由一个基带信号和N-1 个与该基带信号相邻的频带信号组成，与本征光Ω_C+mΩ₀频率相同的光子载 波下变频为基带信号，与本征光Ω_C+mΩ₀频率不同的光子载波下变频为与该 基带信号相邻的相邻频带信号，m＝0，..，N-1；

每一路OFDM电信号，分别经低通滤波器衰减其基带信号以外的相邻频 带信号后进行采样，得到相应的OFDM电信号采样值，其中，第m路OFDM电 信号采样值为式中，I_m+jQ_m和I_k+jQ_k分 别为第m路光子载波的调制信号和第k路(k≠m)光子载波的调制信号，且； h_mm为第m路OFDM电信号中与第m路光子载波对应的叠加系数，h_mk为第m 路OFDM电信号中与其他子载波对应的叠加系数，h_mm和h_mk构成一N×N多 通道叠加矩阵，所述多通道叠加矩阵的逆矩阵为多通道均衡器的多通道均 衡矩阵，所述多通道均衡矩阵的矩阵元素称为均衡系数，所述均衡系数采 用梯度算法算出；

用所述多通道均衡矩阵乘以所述N路OFDM电信号采样值还原出相应的 各路光子载波所携带的数据。

在上述解复用的方法中，

为第m路频率为Ω_C+mΩ₀的本征光的初始相位；

θ_k为第k路光子载波的初始相位；

t_m为第m路OFDM电信号在码元0的采样时刻。

在上述解复用的方法中，所述多通道均衡矩阵为以下叠加矩阵的逆矩 阵：

$\left(\begin{array}{ccccc}{h}_{00}& ..& h_{0k}& ..& h_{0(N-1)}\\ ..& ..& ..& ..& ..\\ h_{m0}& ..& h_{\mathrm{mk}}& ..& h_{m(N-1)}\\ ..& ..& ..& ..& ..\\ h_{(N-1)0}& ..& h_{(N-1)k}& ..& h_{(N-1)(N-1)}\end{array}\right).$

在上述解复用的方法中，发送端的每路子载波信号分别采用两个偏振 态进行复用，所述多通道均衡矩阵为F＝(HP)^-1，其中：

H为多载波叠加矩阵，

$H=\left(\begin{array}{cccccccc}{h}_{00}^x& 0& ..& h_{0k}^x& 0& ..& h_{0(N-1)}^x& 0\\ 0& h_{00}^y& ..& 0& h_{0k}^y& ..& 0& h_{0(N-1)}^y\\ ..& ..& ..& ..& ..& ..& ..& ..\\ h_{m0}^x& 0& ..& h_{\mathrm{mk}}^x& 0& ..& h_{m(N-1)}^x& 0\\ 0& h_{m0}^x& ..& 0& h_{\mathrm{mk}}^y& ..& 0& h_{m(N-1)}^y\\ ..& ..& ..& ..& ..& ..& ..& ..\\ h_{(N-1)0}^x& 0& ..& h_{(N-1)k}^x& 0& ..& h_{(N-1)(N-1)}^x& 0\\ 0& h_{(N-1)0}^y& ..& 0& h_{(N-1)k}^y& ..& 0& h_{(N-1)(N-1)}^y\end{array}\right);$

P为琼斯矩阵，$P=\left(\begin{array}{cccccccc}{A}_0& B_0& ..& 0& 0& ..& 0& 0\\ C_0& D_0& ..& 0& 0& ..& 0& 0\\ ..& ..& ..& ..& ..& ..& ..& ..\\ 0& 0& ..& A_m& B_m& ..& 0& 0\\ 0& 0& ..& C_m& D_m& ..& 0& 0\\ ..& ..& ..& ..& ..& ..& ..& ..\\ 0& 0& ..& 0& 0& ..& A_{N-1}& B_{N-1}\\ 0& 0& ..& 0& 0& ..& C_{N-1}& D_{N-1}\end{array}\right);$

x与y表示两个偏振态，琼斯矩阵中的A、B、C、D表示信号偏振态的 变化。

在上述解复用的方法中，采用与时域均衡器相结合的方式减小OFDM电 信号的单位冲激响应，所述时域均衡器的长度为2L-1个抽头，即将2L-1 个抽样值乘以时域均衡系数后线性相加求和，L取值由信号在时域中冲激响 应长度决定，结合时域均衡器的多通道均衡器的均衡表达式为：

${\mathrm{Eout}}_g^x\left(n\right)=\underset{l=-L+1}{\overset{L-1}{\Sigma }}\underset{m=0}{\overset{N-1}{\Sigma }}{F}_{\mathrm{gm}}^{\mathrm{xx}}\left(l\right)\left[{\mathrm{Ein}}_m^x(n-l)\right]+\underset{l=-L+1}{\overset{L-1}{\Sigma }}\underset{m=0}{\overset{N-1}{\Sigma }}{F}_{\mathrm{gm}}^{\mathrm{xy}}\left(l\right)\left[{\mathrm{Ein}}_m^y(n-l)\right],$

${\mathrm{Eout}}_g^y\left(n\right)=\underset{l=-L+1}{\overset{L-1}{\Sigma }}\underset{m=0}{\overset{N-1}{\Sigma }}{F}_{\mathrm{gm}}^{\mathrm{yx}}\left(l\right)\left[{\mathrm{Ein}}_m^x(n-l)\right]+\underset{l=-L+1}{\overset{L-1}{\Sigma }}\underset{m=0}{\overset{N-1}{\Sigma }}{F}_{\mathrm{gm}}^{\mathrm{yy}}\left(l\right)\left[{\mathrm{Ein}}_m^y(n-l)\right],$

其中，n表示第n个码元周期，g表示多通道均衡器输出的数据序列号， l为时域均衡器的抽头序列号，m表示多通道均衡器输入的通道序列号，对 应第m路OFDM信号的采样值，均衡系数和采用 梯度法自动更新的方式自动收敛到满足抵消ICI与ISI的滤波系数上。

在上述解复用的方法中，均衡系数和自动更 新的步骤如下：

(1)初始化：

当m＝k，当m＝k，其余值都为0；

(2)使用梯度算法更新，并确定为自动收敛到ε²的最小值时的取值， 更新公式如下：

$F_{\mathrm{gm}}^{\mathrm{xx}}(l,n+1)=F_{\mathrm{gm}}^{\mathrm{xx}}(l,n)-\mu \frac{\partial {{ϵ}_x}^2}{\partial F_{\mathrm{gm}}^{\mathrm{xx}}(l,n)};$

$F_{\mathrm{gm}}^{\mathrm{xy}}(l,n+1)=F_{\mathrm{gm}}^{\mathrm{xy}}(l,n)-\mu \frac{\partial {{ϵ}_x}^2}{\partial F_{\mathrm{gm}}^{\mathrm{xy}}(l,n)};$

$F_{\mathrm{gm}}^{\mathrm{yx}}(l,n+1)=F_{\mathrm{gm}}^{\mathrm{yx}}(l,n)-\mu \frac{\partial {{ϵ}_y}^2}{\partial F_{\mathrm{gm}}^{\mathrm{yx}}(l,n)};$

$F_{\mathrm{gm}}^{\mathrm{yy}}(l,n+1)=F_{\mathrm{gm}}^{\mathrm{yy}}(l,n)-\mu \frac{\partial {{ϵ}_y}^2}{\partial F_{\mathrm{gm}}^{\mathrm{yy}}(l,n)};$

式中：ε表示误差，ε²的最小值对应ICI与ISI最小值，n表示更新前 的系数值，n+1表示更后的系数值，μ表示一微小增量。

在上述解复用的方法中，误差ε采用训练序列方法获得，

${ϵ}_g^x=d_g^x\left(n\right)-{\mathrm{Eout}}_g^x\left(n\right);$

${ϵ}_g^y=d_g^y\left(n\right)-{\mathrm{Eout}}_g^y\left(n\right).$

在上述解复用的方法中，误差ε采用盲估计方法获得，

${ϵ}_g^x=1-{\mathrm{Eout}}_g^x\left(n\right){\left[{\mathrm{Eout}}_g^x\left(n\right)\right]}^{*};$

${ϵ}_g^y=1-{\mathrm{Eout}}_g^y\left(n\right){\left[{\mathrm{Eout}}_g^y\left(n\right)\right]}^{*}.$

本发明还提供了一种OFDM信号解复用装置，包括本征光源、多载波产 生模块、90度混频器与平衡接收机构成的下变频装置、低通滤波器、采集 模块和数字处理模块，所述本征光源产生本征光Ω_C，Ω_C为本征光源的角频 率；所述多载波产生模块根据所述本征光Ω_C移频后分别产生角频率为 Ω_C+mΩ₀的系列本征光，Ω₀＝2πΔf，Δf＝1/T，T为OFDM光信号的发送周期， m表示第m路本征光，m＝0，..，N-1；所述90度混频器与平衡接收机构成的 下变频装置分别用所述系列本征光将N路光子载波复用成的OFDM光信号解 调，得到相应的N路OFDM电信号；所述低通滤波器分别对每一路OFDM电 信号衰减其基带信号以外的信号；所述采集模块分别采集每一路OFDM电信 号，得到相应的OFDM电信号采样值；所述数字处理模块对N路OFDM电信 号采样值分别与所述多通道均衡矩阵相乘还原出相应的各路光子载波所携 带的数据。

在上述装置中，还包括用于减小OFDM电信号的单位冲激响应的时域均 衡器，所述时域均衡器的长度为2L-1个抽头，即将2L-1个抽样值乘以时 域均衡系数后线性相加求和，L取值由信号在时域中冲激响应长度决定，结 合时域均衡的多通道均衡器器的均衡表达式为：

${\mathrm{Eout}}_g^x\left(n\right)=\underset{l=-L+1}{\overset{L-1}{\Sigma }}\underset{m=0}{\overset{N-1}{\Sigma }}{F}_{\mathrm{gm}}^{\mathrm{xx}}\left(l\right)\left[{\mathrm{Ein}}_m^x(n-l)\right]+\underset{l=-L+1}{\overset{L-1}{\Sigma }}\underset{m=0}{\overset{N-1}{\Sigma }}{F}_{\mathrm{gm}}^{\mathrm{xy}}\left(l\right)\left[{\mathrm{Ein}}_m^y(n-l)\right],$

${\mathrm{Eout}}_g^y\left(n\right)=\underset{l=-L+1}{\overset{L-1}{\Sigma }}\underset{m=0}{\overset{N-1}{\Sigma }}{F}_{\mathrm{gm}}^{\mathrm{yx}}\left(l\right)\left[{\mathrm{Ein}}_m^x(n-l)\right]+\underset{l=-L+1}{\overset{L-1}{\Sigma }}\underset{m=0}{\overset{N-1}{\Sigma }}{F}_{\mathrm{gm}}^{\mathrm{yy}}\left(l\right)\left[{\mathrm{Ein}}_m^y(n-l)\right],$

其中，n表示第n个码元周期，g表示多通道均衡器输出的数据序列号， 对应于计算出的第g光载波的调制数据，l为时域均衡器的抽头序列号，m 表示多通道均衡器输入的通道序列号，对应第m路OFDM信号的采样值，均 衡系数和采用梯度法自动更新的方式自动收敛到 满足抵消ICI与ISI的滤波系数上。

本发明还提供了一种通信系统，包括发送端和接收端，所述接收端设 有上述解复用装置。

本发明还提供了一种通信方法，在通信系统的发送端，将数据调制到N 个正交子载波上，然后再将各个正交子载波合波经光纤发送到通信系统的 接收端，在接收端，采用上述针对采用OFDM复用的光载波信号解复用的方 法进行解复用。

本发明，没采用常见的傅立叶变换方法对OFDM光信号进行解复用，而 是利用光OFDM信号中的各子载波相互正交(即载波间频率间隔等于码元速 率)的特殊特点，推导出OFDM电信号的采样值为各子载波调制数据的线性 叠加且叠加系数恒定的特点，采用多通道自适应均衡的方法对叠加效应进 行逆运算，解复用OFDM光信号并消除ICI(通道间干扰)。本发明还可结合 时域均衡技术同时减小子载波信号的单位冲激响应，即同时消除ICI(通道 间干扰)与ISI(码元干扰)。

本发明所述的OFDM信号的多通道自适应均衡接收方法，易于实用，其 优点在于：

(1)对接收光用不同本征光解调后，用ADC对各路解调信号并行采样， 采样率由单个光载波所带调制信号速率决定，可以绕过ADC的瓶颈限制。

(2)发送端不需要做IFFT。

(3)不受接收端与发送端光源频差的影响。

(4)在接收端并不要求各路解调信号的采样时间的严格匹配，也不严 格要求各路解调信号的采样ADC量化增益相等。

附图说明

图1本发明提供的通信系统原理示意图；

图2本发明中OFDM信号解复用装置的解调部分示意图(以一个通道为 例)；

图3本发明中OFDM信号解复用装置的信号处理部分示意图。

具体实施方式

本发明中所述的OFDM光信号是指一系列相互正交(上变频)的多路光 子载波，每一路光子载波分别携带相应的高速数据，所述的OFDM电信号是 指由角频率为Ω_C+mΩ₀的本征光对OFDM光信号解调(下变频)得到的电信 号，每一路OFDM电信号由一个基带信号和N-1个与该基带信号相邻的频带 信号组成，与本征光Ω_C+mΩ₀频率相同的光子载波下变频为基带信号，与本 征光Ω_C+mΩ₀频率不同的光子载波下变频为与该基带信号相邻的相邻频带 信号，m＝0，..，N-1。

本发明的创新点在于：没采用常用的傅立叶变换对OFDM光信号进行解 复用，而是利用OFDM光信号中的各光子载波相互正交(即载波间频率间隔 等于码元速率)的特殊特点，推导出采样后的OFDM电信号采样值为各光子 载波调制数据的线性叠加且叠加系数恒定的特点，采用多通道自适应均衡 的方法对叠加效应进行逆运算，从而还原出各路光子载波所携带的数据， 并结合时域均衡技术减小OFDM电信号的单位冲激响应，同时消除ICI(通 道间干扰)与ISI(码元干扰)。为此，本发明提供了一种通信系统、通信 方法以及多通道自适应均衡器和OFDM信号解复用的方法，下面结合附图对 本发明作进一步详细说明。

如图1所示，本发明提供的通信方法，在发送端采用业内公知的IQ调 制技术将数据调制到N个正交的光子载波上(此过程也称为上变频过程) 并合波经光纤传输；在接收端，使用一系列相互正交的本征光解调接收到 的OFDM光信号获得N路OFDM电信号，每一路OFDM电信号再分别经低通滤 波器衰减该路OFDM电信号中基带信号以外的相邻频带信号后分别进行采 样，然后对采样结果利用多通道自适应均衡器还原各光子载波所携带的数 据，并同时补偿CD(色度色散)、PMD(偏振模色散)等造成的信道损伤。数字 处理由DSP模块进行，DSP模块可以为FPGA，也可以为专门设计的DSP芯 片，但不限于下面上面两种元件。

具体地说：

A.在通信系统的发送端，将数据采用业内公知的IQ调制技术用上变 频的方式将数据调制到N个正交的光子载波上，然后再将各个光子载波合 波后通过光纤发送到通信系统的接收端。调制方法为：第k路光子载波所 携带的数据由调制信号I_k+jQ_k调制在角频率为Ω_C+kΩ₀的第k路光子载波 上，Ω_C为第0路光子载波的角频率，Ω₀＝2πΔf，Δf＝1/T，T为OFDM光信号 的发送周期，k＝0，..，N-1。

在接收端，采用下变频的方式将接收到的OFDM光信号解调，得到相应 的OFDM电信号；解调方法为：使用角频率为Ω_C+mΩ₀的本征光对OFDM光信 号解调得到第m路OFDM电信号，每一路OFDM电信号由一个基带信号和N-1 个与该基带信号相邻的频带信号组成，与本征光Ω_C+mΩ₀频率相同的光子载 波下变频为基带信号，与本征光Ω_C+mΩ₀频率不同的光子载波下变频为与基 带信号相邻的频带信号，m＝0，..，N-1，与第m路OFDM电信号对应的接收通 道的下变频的频率为f_C+mΔf，则频率为f_C+mΔf的光子载波信号被下变频 到第m路OFDM电信号中的基带，其他频率的信号被下变频到第m路OFDM 电信号中的基带的两侧形成相邻频带信号，这样，经过下变频，得到N路 OFDM电信号。

图1中，发送端的调制用信号乘以一数学表达式表示，实际对应的是 IQ调制，一般通过双臂MZ干涉仪实现。接收端的解调用信号乘以一数学表 达式表示，对应的是IQ解调，由OFDM信号解复用装置实现，OFDM信号解 复用装置的具体结构将在以后进一步详细介绍。

B.将每一路OFDM电信号分别通过低通滤波器，衰减相应基带信号以 外的相邻信号。

C.通过ADC采集模块对每一路OFDM电信号进行采样，每个数据周期 采样一次或二次，得到的N路OFDM电信号采样值，每一路OFDM电信号采 样值均为N路光子载波所调数据的线性叠加。

D.在数字处理模块，利用多通道均衡矩阵乘以每一路OFDM电信号采 样值还原出OFDM光信号中各光子载波所携带的数据，具体方法将在以后进 一步详细介绍。

图2示出了OFDM信号解复用装置的解调部分示意图，该示意图仅以一 个通道举例说明，如图2所示，本发明提供的OFDM信号解复用装置包括： 本征光源、多载波产生装置、光滤波器、偏振分束器、由90度混频器与平 衡接收机构成的解调装置、低通滤波器、采集模块和数字处理模块。本征 光源为激光器，发出频率为fC的本征光，并经多载波产生装置(频率为Δf 的调制信号移频)产生载波频率分别为f_C，f_C+Δf，f_C+2Δf，......，f_C+(N-1)Δf的 系列本征光，再经光滤波器滤出第m个通道下变频所需的频率为f_C+mΔf的 本征光，由90度混频器与平衡接收机构成的解调装置对OFDM光信号解调， 得到相应的N路OFDM电信号。采集模块对每一路OFDM电信号进行采样， 得到的N路OFDM电信号采样值，数字处理模块利用多通道均衡矩阵乘以每 一路OFDM电信号采样值还原出OFDM光信号中各光子载波所携带的数据。 多载波产生装置采用已知的移频技术实现，并且图2中的色散补偿采用业 内公知技术，在此不再赘述。

下面结合工作原理和推理过程对本发明提供的针对采用OFDM复用的光 载波信号解复用的方法，进行详细的说明。

在通信系统的发送端，N路光子载波复用成为OFDM光信号，调制方法 如前所述，在此不现赘述。

N路光子载波的载波频率分别为f_C，f_C+Δf，f_C+2Δf，......，f_C+(N-1)Δf，于 是，OFDM光信号的表达式为：

(I₀+jQ₀)exp[jΩ_Ct+θ₀]+..+(_IK+jQ_K)exp[jΩ_Ct+j(K)Ω₀t+θ_k]+..+

                                        (2)

(I_N-1+jQ_N-1)exp[jΩ_Ct+j(N-1)Ω₀t+θ_N-1]

I_k+jQ_k为第k路光子载波的调制信号，θ_k为第k路光子载波的初始相位， Ω_C为第0路光子载波的角频率，Ω₀＝2πΔf，Δf＝1/T，T为OFDM光信号的发 送周期，k＝0，..，N-1。

在接收端，分别使用不同角频率的系列本征光，在一个码元周期内对 所述OFDM光信号解调，得到相应的OFDM电信号，具体作法是：使用角频 率为Ω_C+mΩ₀的本征光对OFDM光信号解调后得到的第m路OFDM电信号，第 m路OFDM电信号表示为：

式(3)

其中：为第m路本征光的初始相位，m＝0，..，N-1。

每一路OFDM电信号仍然由N个子载波信号组成，包括一个基带信号和 N-1个与该基带信号相邻的相邻频带信号，但哪一路光子载波被移频到相应 的基带由解调本征光的频率决定，例如：第m路OFDM电信号中的基带信号 和相邻频带信号由如下方式获得，与Ω_C+mΩ₀本征光频率相同的光子载波信 号(即k＝m)将下变频为第m路OFDM电信号中的基带信号，与Ω_C+mΩ₀本 征光频率不同的光子载波信号(即k≠m)将下变频为与第m路OFDM电信号 中的与基带信号相邻的频带信号。

每一路OFDM电信号，分别经低通滤波器衰减其基带信号以外的相邻频 带信号后进行采样，得到相应的OFDM电信号采样值，设第m路OFDM电信号 的采样时刻为t_m，则第m路OFDM电信号的采样值为：

${\mathrm{Ein}}_m=(I_m+{\mathrm{jQ}}_m)h_{\mathrm{mm}}+\underset{k\ne m}{\overset{N-1}{\Sigma }}(I_k+j{Q}_k)h_{\mathrm{mk}}---\left(4\right)$

式(4)中的第一项表示调制到第m路光子载波上的数据，第二项来自串 扰，h_mm为常数，表示第m路OFDM电信号中对应第m路光子载波的叠加系数， h_mk为第m路OFDM电信号中对应其他路光子载波的叠加系数，可见，采样值 E_inm必然受到临近光子载波的串扰。

叠加系数h_mm和h_mk中，下标中的第一个m对应第m路OFDM电信号，下 标中的k对应第k路光子载波，当k＝m时，h_mk可直接写为h_mm，I_m+jQ_m和 I_k+jQ_k分别为第m路光子载波的调制信号和第k路光子载波的调制信号。

叠加系数h_mm和h_mk构成一N×N矩阵，称为多通道叠加矩阵，多通道叠 加矩阵的逆矩阵称为多通道均衡矩阵，用多通道均衡矩阵乘以N路采样值 则可以恢复出调制到N路光子载波上的数据，多通道均衡矩阵的矩阵元素 称为多通道均衡器的均衡系数，多通道均衡器的均衡系数可以不先测得叠 加系数，而直接用梯度算法算出。

假设在码元0的采样时刻，对第m路OFDM电信号采样时刻为t_m，则在 码元n的采样时刻，对第m路OFDM电信号的采样时刻为t_m+nT，于是在码元 n的采样时刻：

式(7)

式(7)中，表示码元n的叠加系数，表示码元0的叠加系数， 可见，h_mk也为常数。则多通道叠加矩阵各元素在不同码元保持恒定，所以 可以对应求得多通道均衡矩阵对采样数据实施线性均衡消除通道间串扰。

这样，采样得到的N个OFDM电信号采样值都是N路光子载波所携带的 调制数据的线性叠加，可表示为：

$\left(\begin{array}{c}{\mathrm{Ein}}_0\\ ..\\ {\mathrm{Ein}}_m\\ ..\\ {\mathrm{Ein}}_{N-1}\end{array}\right)=\left(\begin{array}{ccccc}{h}_{00}& ..& h_{0k}& ..& h_{0(N-1)}\\ ..& ..& ..& ..& ..\\ h_{m0}& ..& h_{\mathrm{mk}}& ..& h_{m(N-1)}\\ ..& ..& ..& ..& ..\\ h_{(N-1)0}& ..& h_{(N-1)k}& ..& h_{(N-1)(N-1)}\end{array}\right)·\left(\begin{array}{c}{I}_0+j{Q}_0\\ ..\\ I_k+j{Q}_k\\ ..\\ I_{n-1}+{\mathrm{jQ}}_{N-1}\end{array}\right)---\left(8\right)$

根据式8可见，可以由N个采样值求解出N路光子载波信号所携带数 据，简单地说就是式(8)左右两侧各乘以H的逆矩阵即可。由于OFDM电 信号由基带信号、与基带相邻的相邻频带信号组成，OFDM电信号经低通滤 波器后，相邻频带信号将被衰减，因此，叠加矩阵中，对应于相邻频带的 叠加系数的绝对值远小于基带信号的叠加系数，上述关系用数学表达为， ABS(h_mm)＞＞ABS(h_mk)，m≠k，k与m的差越大，其系数h_mk越小，这样的矩阵行 列式不会为0，因此始终会存在逆矩阵。

由于在光通信中普遍采用偏振复用技术，每路光子载波由两个独立偏 振态的光载波构成，这样，在发送端需要分别调制数据并产生偏振复用的 OFDM光信号，两个方向的偏振信号光经光纤传输后将发生偏振态的改变， 其改变可用原来偏振状态乘以琼斯矩阵$\left(\begin{array}{cc}{A}_m& B_m\\ C_m& D_m\end{array}\right)$表示，于是，考虑偏振复 用后，采样后得到的2N路OFDM电信号可用矩阵相乘表示为：

$\left(\begin{array}{c}{\mathrm{Ein}}_0^x\\ {\mathrm{Ein}}_0^y\\ ..\\ {\mathrm{Ein}}_m^x\\ {\mathrm{Ein}}_m^y\\ ..\\ {\mathrm{Ein}}_{N-1}^x\\ {\mathrm{Ein}}_{N-1}^y\\ \end{array}\right)=\left(\begin{array}{ccccccccc}{h}_{00}^x& 0& ..& h_{0k}^x& 0& ..& h_{0(N-1)}^x& 0& \\ 0& h_{00}^y& ..& 0& h_{0k}^y& ..& 0& h_{0(N-1)}^y& \\ ..& ..& ..& ..& ..& ..& ..& ..& \\ h_{m0}^x& 0& ..& h_{\mathrm{mk}}^x& 0& ..& h_{m(N-1)}^x& 0& \\ 0& h_{m0}^x& ..& 0& h_{\mathrm{mk}}^y& ..& 0& h_{m(N-1)}^y& \\ ..& ..& ..& ..& ..& ..& ..& ..& \\ h_{(N-1)0}^x& 0& ..& h_{(N-1)k}^x& 0& ..& h_{(N-1)(N-1)}^x& 0& \\ 0& h_{(N-1)0}^y& ..& 0& h_{(N-1)k}^y& ..& 0& h_{(N-1)(N-1)}^y& \\ & & & & & & & & \end{array}\right)·$

$\left(\begin{array}{cccccccc}{A}_0& B_0& ..& 0& 0& ..& 0& 0\\ C_0& D_0& ..& 0& 0& ..& 0& 0\\ ..& ..& ..& ..& ..& ..& ..& ..\\ 0& 0& ..& A_m& B_m& ..& 0& 0\\ 0& 0& ..& C_m& D_m& ..& 0& 0\\ ..& ..& ..& ..& ..& ..& ..& ..\\ 0& 0& ..& 0& 0& ..& A_{N-1}& B_{N-1}\\ 0& 0& ..& 0& 0& ..& C_{N-1}& D_{N-1}\end{array}\right)·\left(\begin{array}{c}{I}_0^x+j{Q}_0^x\\ I_0^y+j{Q}_0^y\\ ..\\ I_k^x+j{Q}_k^x\\ I_k^y+j{Q}_k^x\\ ..\\ I_{N-1}^x+j{Q}_{N-1}^x\\ I_{N-1}^y+j{Q}_{N-1}^y\end{array}\right)$式(9)

定义式(9)中第一个矩阵为H，对应于接收端的信号滤波与采样后的 叠加系数；定义第二个矩阵为P，对应于信号传输中偏振态的变化，故只需 求出其逆矩阵F＝(HP)^-1，并乘以采样得到的OFDM电信号采样值即可以还原 出由OFDM光信号所携带的数据。

众所周知，通信系统中由于色散作用，光载波信号的单位冲激响应可 能延续多个波特，所以在设计多通道均衡器时，为了更好地还原信号，还 需结合时域均衡器技术，进一步提高数据还原的准确性，即将采样结果 与输入如均衡公式(10)(11)所描述的均衡器，得到相应的数据。

取时域均衡器的长度为2L-1个抽头，对应于时域里2L-1个码元的 采样值乘以时域均衡系数后的线性叠加。考虑到同时处理2L-1个码元、N 个光载波、两个偏振，输出2N个结果，因此，均衡计算难以使用矩阵表示， 故用累加形式给出OFDM信号解复用装置的均衡表达式：

${\mathrm{Eout}}_g^x\left(n\right)=\underset{l=-L+1}{\overset{L-1}{\Sigma }}\underset{m=0}{\overset{N-1}{\Sigma }}{F}_{\mathrm{gm}}^{\mathrm{xx}}\left(l\right)\left[{\mathrm{Ein}}_m^x(n-l)\right]+\underset{l=-L+1}{\overset{L-1}{\Sigma }}\underset{m=0}{\overset{N-1}{\Sigma }}{F}_{\mathrm{gm}}^{\mathrm{xy}}\left(l\right)\left[{\mathrm{Ein}}_m^y(n-l)\right]---\left(10\right)$

${\mathrm{Eout}}_g^y\left(n\right)=\underset{l=-L+1}{\overset{L-1}{\Sigma }}\underset{m=0}{\overset{N-1}{\Sigma }}{F}_{\mathrm{gm}}^{\mathrm{yx}}\left(l\right)\left[{\mathrm{Ein}}_m^x(n-l)\right]+\underset{l=-L+1}{\overset{L-1}{\Sigma }}\underset{m=0}{\overset{N-1}{\Sigma }}{F}_{\mathrm{gm}}^{\mathrm{yy}}\left(l\right)\left[{\mathrm{Ein}}_m^y(n-l)\right]---\left(11\right)$

式(10)、(11)中，n表示第n个码元周期，g表示多通道均衡器输出 的数据序列号，l为时域均衡器的抽头序列号，m表示多通道均衡器输入的 通道序列号，对应第m路OFDM信号的采样值，和为均衡系数。

下面介绍如何确定上述各均衡系数的取值以使均衡器的均衡系数满足 抵消ICI与ISI的要求。

由于信道的缓变性质，再加上接收端各路OFDM电信号所通过的滤波器 参数及ADC的采样时刻难以匹配，叠加矩阵的各矩阵元素难以实际测量， 所以难以用求逆的方法求出上述均衡系数，而是采用梯度法自动更新的方 式进行自动收敛，使均衡系数自动收敛到正确的均衡系数上，具体做法为：

(1)初始化均衡系数：

当m＝k时，其余值都为0。

(2)使用梯度算法更新，均衡系数自动收敛到ε²为最小值时的取值， 更新公式如下：

$F_{\mathrm{gm}}^{\mathrm{xx}}(l,n+1)=F_{\mathrm{gm}}^{\mathrm{xx}}(l,n)-\mu \frac{\partial {{ϵ}_x}^2}{\partial F_{\mathrm{gm}}^{\mathrm{xx}}(l,n)}---\left(12\right);$

$F_{\mathrm{gm}}^{\mathrm{xy}}(l,n+1)=F_{\mathrm{gm}}^{\mathrm{xy}}(l,n)-\mu \frac{\partial {{ϵ}_x}^2}{\partial F_{\mathrm{gm}}^{\mathrm{xy}}(l,n)}---\left(13\right);$

$F_{\mathrm{gm}}^{\mathrm{yx}}(l,n+1)=F_{\mathrm{gm}}^{\mathrm{yx}}(l,n)-\mu \frac{\partial {{ϵ}_y}^2}{\partial F_{\mathrm{gm}}^{\mathrm{yx}}(l,n)}---\left(14\right);$

$F_{\mathrm{gm}}^{\mathrm{yy}}(l,n+1)=F_{\mathrm{gm}}^{\mathrm{yy}}(l,n)-\mu \frac{\partial {{ϵ}_y}^2}{\partial F_{\mathrm{gm}}^{\mathrm{yy}}(l,n)}---\left(15\right);$

式中：ε表示误差，ε²的最小值对应ICI与ISI最小值，n表示更新前 的均衡系数值，n+1表示更后的均衡系数值，μ表示一微小增量。

(3)可采用训练序列或盲估计两种方法计算误差ε。

CMA(恒定模算法)是一种常用的盲估计算法，如果发送的是QPSK信 号，则正好满足恒定模条件。

此时误差表示式为：

${ϵ}_g^x=1-{\mathrm{Eout}}_g^x\left(n\right){\left[{\mathrm{Eout}}_g^x\left(n\right)\right]}^{*}$

${ϵ}_g^y=1-{\mathrm{Eout}}_g^y\left(n\right){\left[{\mathrm{Eout}}_g^y\left(n\right)\right]}^{*}---\left(16\right)$

结合(16)式与(12)～(15)式，可得到

$F_{\mathrm{gm}}^{\mathrm{xx}}(l,n+1)=F_{\mathrm{gm}}^{\mathrm{xx}}(l,n)+4\mu {ϵ}_g^x{\mathrm{Eout}}_g^x\left(n\right){\left[{\mathrm{Ein}}_g^x(n-l)\right]}^{*}---\left(17\right)$

$F_{\mathrm{gm}}^{\mathrm{xy}}(l,n+1)=F_{\mathrm{gm}}^{\mathrm{xy}}(l,n)+4\mu {ϵ}_g^x{\mathrm{Eout}}_g^x\left(n\right){\left[{\mathrm{Ein}}_m^y(n-l)\right]}^{*}---\left(18\right)$

$F_{\mathrm{gm}}^{\mathrm{yx}}(l,n+1)=F_{\mathrm{gm}}^{\mathrm{yx}}(l,n)+4\mu {ϵ}_g^y{\mathrm{Eout}}_g^y\left(n\right){\left[{\mathrm{Ein}}_m^x(n-l)\right]}^{*}---\left(19\right)$

$F_{\mathrm{gm}}^{\mathrm{yy}}(l,n+1)=F_{\mathrm{gm}}^{\mathrm{yy}}(l,n)+4\mu {ϵ}_g^y{\mathrm{Eout}}_g^y\left(n\right){\left[{\mathrm{Ein}}_m^y(n-l)\right]}^{*}---\left(20\right)$

如果采用训练序列，找到对应的训练序列位置后，设正确接收值为d_x与 d_y，则误差表示式为

${ϵ}_g^x=d_g^x\left(n\right)-{\mathrm{Eout}}_g^x\left(n\right)---\left(21\right)$

${ϵ}_g^y=d_g^y\left(n\right)-{\mathrm{Eout}}_g^y\left(n\right)---\left(22\right)$

代入(12)～(15)也可得到使用训练序列方法的均衡系数更新式。

上面的自适应均衡是将多通道均衡与时域均衡融合在一起。实际中也 可将多通道均衡与时域均衡分两级处理，推出其均衡系数更新公式。在这 种情况下，多通道均衡器的系数一旦求出，可以置为固定值。

另外，在实际的解调过程中，接收端的本征光与发送光存在频差δf， 表面看(7)式将不再成立。但是，本发明中，本征光为一个激光器移频KΔf 产生，其频率为f_C+δf，f_C+Δf+δf，f_C+2Δf+δf，......，f_C+(N-1)Δf+δf。所以， 对所有信道，发送光与接收光频差都为δf，其影响可以看作所有解调信号 I_k+jQ_k乘以一复参量exp(-j2πδf·nT)，并不影响信道间串扰的消除，多出来 的复向量可以在后续处理中消除。

在不存在频差时或者频差已补偿后，理论上h_mk为常数。但是，由于实 际采样时钟存在jitter现象，在码元m的抽样时刻对第m个光载波信号采 样时刻可表示为t_m+nT+δt_m。于是(7)式变为

观察式(23)可看出，当abs(K-m)＞＞1时，h_mk不能近似为常数。所以， 解调后可以先用低通滤波器衰减解调信号中距本征载波较远的载波所带信 号，降低其对结果的影响。低通滤波器带来的另一个好处是，当 abs(K-m)＞＞1时F_mk数值较小以致可以忽略。故实际采用的均衡器可以只抵 消临近载波的影响，比式(10)、(11)式大为简化。

本发明，利用OFDM电信号的采样结果为所有光子载波所调信号的线性 叠加，且叠加系数恒定的特点，通过在N个通道分别采样，取得N个采样 值，这N个采样值皆为N路发送数据的线性叠加，但叠加系数不同。通过 类似解线性方程的方式计算出各光子载波所带的数据。

本发明不局限于上述最佳实施方式，任何人应该得知在本发明的启示 下作出的结构变化，凡是与本发明具有相同或相近的技术方案，均落入本 发明的保护范围之内。