全双工协作通信系统中异步空时码编解码系统和方法

摘要

本发明公开一种全双工协作通信系统中异步空时码编解码系统和方法，主要解决现有技术中全双工协作通信时中继节点自身环路干扰的问题。其系统包括信道估计模块、源节点信号估计模块、干扰抵消模块、信号放大模块、等效信道生成模块和最小均方误差解码模块。干扰抵消模块利用信道估计模块输入的信道信息和源节点信号估计模块输入的估计信号，消除中继环路干扰信号后通过信号放大模块放大，并经信道输出给等效信道生成模块和最小均方误差解码模块；最小均方误差解码模块利用等效信道生成模块输入的等效信道信息对源节点信号进行解码恢复。本发明提高了全双工协作通信的频谱效率和可靠性，在消除部分环路干扰时可获得异步协作满分集。

说明书

技术领域

本发明属于通信技术领域，涉及异步空时码技术，特别涉及一种针对全双工协 作通信系统的异步空时码编解码系统和方法，可用于未来无线移动通信的分布式协 作传输系统。

背景技术

在协作通信系统中，通过利用多个中继节点转发源节点的信号，可以获得类似 于MIMO系统的空间分集增益，我们称之为协作分集。当中继节点处理时延不同时， 可以通过异步协作空时编码来获得协作分集增益。中继节点的工作模式分为半双工 HD模式和全双工FD模式，当中继节点采用半双工HD模式时，中继节点在接收和发 送时只能限制在正交信道上，使得频谱利用效率较低，而当中继节点采用全双工FD 模式时，中继节点仅需要一条端到端的信道进行传输，这就使FD协作协议相比HD 协作协议可以得到更高的容量性能。然而由于中继节点输入端和输出端工作在同一 时间，FD模式会带来自身环路干扰，对于小型携带装置是很严重的问题，因此需要 解决中继节点环路信道的干扰问题。

Shang Y.等人在文章"Shift-full-rank matrices and applications in space-time trellis  codes for relay networks with asynchronous cooperative diversity″和 ″Limited-Shift-Full-Rank Matrices With Applications in Asynchronous Cooperative  Communications″中，研究了平移满秩矩阵的性质，并将其应用到半双工模式协作 通信系统的空时编码设计，提出了可达到异步协作满分集的分布式线性卷积空时码 DLC-STC方案。Yindi Jing等人在文章"Distributed Space-Time Coding in Wireless  Relay Networks"中，提出了一种线性弥散码的构造方法并指出其最大可达的分集增 益随着中继节点数目呈线性增长。上述方法的不足之处是：所提出的异步空时编码 方案适于用半双工协作通信系统，而无法应用于全双工协作通信系统。

T.Riihonen等人在文章“spatial loop interference suppression in full-duplex mimo  relays”中，提出了在全双工模式协作系统中通过设计中继节点处的线性接收机和发 射滤波器将环路干扰的影响降到最小。上述方法的不足之处是：在全双工协作系统 中直接将环路信号作为干扰完全消除，没有对环路信号进行有效利用。

发明内容

本发明的目的在于克服上述已有技术的不足，提出一种全双工协作通信系统中 异步空时编解码系统和方法，可以获得异步协作满分集，降低系统的误码率，提高 协作通信系统的可靠性和频谱利用率。

为实现上述目的，本发明的全双工协作通信系统中异步空时编解码系统包括六 个模块：信道估计模块、源节点信号估计模块、干扰抵消模块、信号放大模块、等 效信道生成模块、最小均方误差解码模块。其中：信道估计模块，用于估计源节点、 目的节点和中继节点相互之间的信道参数信息和中继节点环路的信道参数信息，并 估计中继链路时延信息，将估计得到的信号输出给干扰抵消模块；源节点信号估计 模块，用于通过消除中继节点自身环路信号估计中继节点处的源节点的发射信号， 并将估计的信号输出给干扰抵消模块；干扰抵消模块，用于消除中继节点由于自身 环路所带来的干扰信号，并将干扰抵消后的信号输出给信号放大模块；信号放大模 块，用于计算中继节点可变增益的放大因子，并对中继节点发射信号进行功率控制， 将放大后的信号经过信道输出给等效信道生成模块以及最小均方误差解码模块；等 效信道生成模块，用于构造源节点到目的节点的等效信道，将生成的等效信道信息 输出给最小均方误差解码模块；最小均方误差解码模块，用于对源节点发射信号进 行解码恢复。

本发明系统的抵消模块包括两个加法器、延迟器：

第一加法器301，用于对中继节点当前时刻的接收信号和当前时刻经过环路的发 射信号做减法运算，第一加法器301的输出端与延迟器的输入端相连；

延迟器302，用于将中继节点处估计得到的源节点发射信号延迟b个单位，其中b 是源节点发射信号连续编码的符号个数，延迟器302的输出端与第二加法器303的输 入端相连；

第二加法器303，用于对中继节点前一时刻的接收信号和前一时刻估计得到的 源节点的发射信号延迟b个单位后的信号做减法运算，得到中继节点经过干扰抵消后 的信号。

本发明系统的等效信道生成模块包括移位寄存器、三个乘法器、加法器、两个 寄存器、卷积编码矩阵产生器、卷积编码矩阵修正器、信号发生器和单位矩阵修正 器：

第一乘法器502，用于实现可变增益的放大因子和h_LI的乘法运算，得到中继链 路发射信号等效卷积因子，其中h_LI为信道估计得到的中继节点环路信道参数，b是 源节点发射信号连续编码的符号个数，该第一乘法器502的输出端与第一存储器506 的输入端相连；

第一存储器506，用于寄存中继链路发射信号的等效卷积因子，该第一存储器506 的输出端与卷积编码矩阵产生器508的输入端相连；

卷积编码矩阵产生器508，用于产生(b+N-1)×N维的Toeplize矩阵，其中N为 信息序列长度，b是源节点发射信号连续编码的符号个数，卷积编码矩阵产生器508 的输出端与卷积编码矩阵修正器509的输入端相连；

移位寄存器501，用于移位寄存卷积编码矩阵的零填充信息，移位寄存器501的 输出端与卷积编码矩阵修正器509的输入端相连；

卷积编码矩阵修正器509，用于在Toeplize矩阵前乘以$\left(\begin{array}{c}{0}_{t\times (b+N-1)}\\ I_{(b+N-1)}\\ 0_{(\tau -t)\times (b+N-1)}\end{array}\right)$矩阵，得到 中继链路考虑延迟的信号编码卷积矩阵，其中I_(b+N-1)为(b+N-1)×(b+N-1)维的单 位矩阵，b为源节点发射信号连续编码的符号个数，N为信息序列长度，卷积编码 矩阵修正器509的输出端与第二乘法器503的输入端相连；

信号发生器510，用于产生(τ+b-1)×N维的全零矩阵，其中τ为中继节点最大 延迟，b为源节点发射信号连续编码的符号个数，N为信息序列长度，信号发生器 510的输出端与第二存储器507的输入端相连；

第二存储器507，用于寄存信号发生器产生的(τ+b-1)×N维全零矩阵，该第二 存储器507的输出端与单位矩阵修正器511输入端相连；

单位矩阵修正器511，用于在N×N维的单位矩阵后面直接添加(τ+b-1)×N维 的全零矩阵得到直达链路保护间隔修正后的单位矩阵，单位矩阵修正器511的输出端 与第二乘法器503的输入端相连；

第二乘法器503，用于实现中继链路考虑延迟的信息编码卷积矩阵和h_SR以及 h_RD之间的相乘运算，得到中继链路等效信道，其中h_SR为信道估计得到的源节点到 中继节点之间的信道参数，h_RD为信道估计得到的中继节点到目的节点的信道参数， 该第二乘法器503的输出端与加法器505的输入端相连；

第三乘法器504，用于实现直达链路保护间隔修正后的单位矩阵和h_SD的相乘运 算，其中h_SD为信道估计得到的源节点到目的节点的信道参数之间，得到直达链路等 效信道，该第三乘法器504的输出端与加法器505的输入端相连；

加法器505，用于对中继链路等效信道和直达链路等效信道做加法运算，得到目 的节点的等效信道矩阵。

利用上述异步空时编解码系统，本发明实现全双工协作通信系统中异步空时编 解码的方法的具体步骤如下：

（1）系统初始化：

1a)采用最小均方误差信道估计方法，估计源节点到中继节点的信道参数h_SR， 中继节点到目的节点的信道参数h_RD，源节点到目的节点的信道参数h_RD，以及中继 节点环路信道参数h_LI；

1b)采用最小均方误差信道估计方法，估计中继节点的最大时延τ；

（2）源节点对发送信号进行调制，将调制后的信号发射给中继节点和目的节 点，中继节点接收天线接收源节点的发射信号并通过发射天线向目的节点转发源节 点的发射信号，同时中继节点接收天线接收转发的源节点发射信号，中继节点接收 信号的表达式如下：

r(i)=h_SR(i)x(i)+h_LIt(i)+n_R(i)，

其中，r(i)为中继节点i时隙的接收信号，x(i)为源节点i时隙的发射信号，t(i) 为中继节点i时隙的发射信号，n_R(i)为中继节点接收端i时隙的高斯噪声；

（3）中继节点通过去除其自身环路信号对源节点的发射信号进行估计，即按照 下列公式进行估计：

$\hat{x}\left(i\right)=r\left(i\right)-h_{\mathrm{LI}}t\left(i\right)$

其中，r(i)为第i时隙中继节点的接收信号，t(i)为第i时隙中继节点的发射信号， 为第i时隙源节点的估计信号；

（4）中继节点将上述源节点的估计信号延迟b个单位，按照下列公式对中 继节点接收信号进行自身环路抵消：

$\hat{t}\left(i\right)=r(i-1)-{\left(h_{\mathrm{LI}}\beta \right)}^b\hat{x}(i-b-1),$

其中，b是源节点发射信号连续编码的符号个数，为第i时隙中继节点经过 干扰抵消后的信号，r(i-1)为第i-1时隙中继节点的接收信号，为第i-b-1 时隙源节点的估计信号，β为可变增益的放大因子；

（5）利用可变增益的放大因子β，控制中继节点经过干扰抵消后信号的功率， 得到中继节点放大控制后的发射信号：

$t\left(i\right)=\beta \hat{t}\left(i\right),$

其中，为上述得到的第i时隙中继节点经过干扰抵消后的信号，t(i)为第i时 隙中继节点放大控制后的发射信号，β满足

（6）目的节点接收信号：

6a)中继节点将放大控制后的发射信号t(i)，经过中继链路转发到目的节点， 目的节点接收来自中继链路的信号为：

$y_R\left(i\right)=h_{\mathrm{RD}}t\left(i\right)+n_D\left(i\right)$

$=h_{\mathrm{RD}}\beta \underset{j=1}{\overset{b}{\Sigma }}{\left(h_{\mathrm{LI}}\beta \right)}^{j-1}{h}_{\mathrm{SR}}x(i-j)+h_{\mathrm{RD}}\beta \underset{j=1}{\overset{b}{\Sigma }}{\left(h_{\mathrm{LI}}\beta \right)}^{j-1}{n}_R(i-j)+n_D\left(i\right)$

其中，h_RD为中继节点到目的节点的信道参数，h_LI为中继节点环路信道参数，h_SR为源节点到中继节点的信道参数，x(i)为第i时隙源节点到中继节点的发射信号， n_R(i)为中继节点接收端i时隙的高斯噪声，β为可变增益的放大因子，b为源节点 发射信号连续编码的符号个数，n_D为目的节点接收端i时隙的高斯噪声； 为中继链路有用信号项，为中继节点接 收端噪声项，n_D(i)为目的节点接收端的噪声项；

6b)利用上述中继链路有用信号项构造中继链路发射 信号等效卷积因子：

M_1×b=[ββ(h_LIβ) … β(h_LIβ)^b-1]_1×b；

6c)根据上述中继链路发射信号等效卷积因子M_1×b，得到无延迟中继链路信号 编码卷积矩阵：

其中，T为(b+N-1)×N维的矩阵，N为信息序列长度；

6d)根据上述无延迟中继链路信号编码卷积矩阵T，按照下列公式得到中继链 路考虑延迟的信号编码卷积矩阵：

$T_{\Delta }=\left(\begin{array}{c}{0}_{t\times (b+N-1)}\\ I_{(b+N-1)}\\ 0_{(\tau -t)\times (b+N-1)}\end{array}\right)T$

其中，τ为中继节点的最大时延，t在[0，τ]内取值，0_t×(b+N-1)为t×(b+N-1)维 的全零向量，0_{(τ-t)×(b+N-1)}为(τ-t)×(b+N-1)维的全零向量，I_(b+N-1)为 (b+N-1)×(b+N-1)维的单位矩阵；

6e)源节点的发送信号分别经过直达链路和中继链路到达目的节点，得到目的 节点的接收信号：

y=h_SRh_RDT_ΔX+h_SDI_ΔX+W

=(h_SRh_RDT_Δ+h_SDI_Δ)X+W

其中，T_Δ为中继链路考虑延迟的信号编码卷积矩阵，I_Δ是直达链路保护间隔修 正后的单位矩阵，保护间隔取中继节点最大时延τ时，I_Δ为在N×N维的单位矩阵 后面直接添加(τ+b-1)×N维的全零向量，X为源节点发射N×1信息矩阵，W为 (τ+b+N-1)×N维的噪声矩阵，(h_SRh_RDT_Δ+h_SDI_Δ)X为目的节点接收信号的有 用信号项；

（7）根据上述目的节点接收信号的有用信号项(h_SRh_RDT_Δ+h_SDI_Δ)X，得到目的 节点的等效信道矩阵：

H=h_SRh_RDT_Δ+h_SDI Δ

其中，T_Δ为中继链路考虑延迟的信号编码卷积矩阵，I_Δ是直达链路保护间隔修 正后的单位矩阵，I_Δ为在N×N维的单位矩阵后面直接添加(τ+b-1)×N维的全零向 量；

（8）目的节点接收信号译码：

8a)目的节点应用最小均方误差方法，按照下列公式实现对接收信号的空时解 码：

$\hat{X}=H^H·{(\frac{I_M}{\gamma }+H·H^H)}^{-1}·y$

其中，为目的节点空时解码后的信号，γ为接收端的信噪比，y为目的节点 的接收信号，H^H为目的节点等效信道矩阵取共轭转置，I_M为N×N的单位矩阵；

8b)目的节点对目的节点空时解码后的信号进行解调，恢复源节点的发射信 号。

本发明与现有技术相比具有以下优点：

第一，由于本发明协作系统中继节点采用异步空时编码方案，将来自环路信道 的干扰信号有效加以利用，仅抵消部分无用的干扰信号，同样可以获得异步协作满 分集增益，可提高协作通信系统的可靠性以及改善系统的中断概率性能。

第二，本发明协作通信系统中继节点使用的是全双工协作模式，相比中继节点 使用半双工协作模式而言频谱效率更高，因此，全双工模式可以达到更高的容量， 提高协作系统的整体性能。

第三，中继节点采用放大转发模式，只需控制功率放大系数，实现复杂度低。

附图说明

图1为本发明适用的全双工异步协作通信场景示意图；

图2为本发明的系统框图；

图3为本发明系统中的干扰抵消模块的方框图；

图4为本发明系统中的等效信道生成模块的方框图；

图5为本法明的流程图；

图6为本发明误码率的仿真图。

具体实施方式

下面将结合附图对本发明实施方式作进一步详细描述。

参照图1，在异步协作通信场景中，源节点和目的节点采用半双工模式，中继节 点采用全双工模式接收和发送信号，源节点和目的节点都设有一根天线，中继节点 设有两根天线。源节点对发射信号进行调制后在每一时隙向中继节点和目的节点发 送b个连续编码的符号；中继节点采用放大转发AF方式对接收到的信号进行放大转 发；目的节点接收直达链路和通过中继链路转发的信号，利用最小均方误差准则进 行解码，然后解调恢复源节点的信息。

参照图2，本发明的全双工协作通信系统中异步空时码编解码系统包括六个模 块：信道估计模块1、源节点信号估计模块2、干扰抵消模块3、信号放大模块4、等 效信道生成模块5和最小均方误差解码模块6。信道估计模块1的输出端与干扰抵消模 块3的输入端相连，源节点信号估计模块2的输出端与干扰抵消模块3的输入端相连， 干扰抵消模块3的输出端与信号放大模块4的输入端相连，信号放大模块4的输出端与 源节点信号估计模块2的输入端相连，信号放大模块4的输出端通过信道与等效信道 生成模块5的输入端相连，信号放大模块4的输出端通过信道与最小均方误差解码模 块6的输入端相连，等效信道生成模块5的输出端与最小均方误差解码模块6的输入端 相连。其中：

信道估计模块1，利用已知的发送信号序列，采用最小均方误差信道估计方法 估计源节点、目的节点和中继节点相互之间的信道参数信息和中继节点环路的信道 参数信息，并估计中继链路时延信息，将估计得到的信号输出给干扰抵消模块。

源节点信号估计模块2，此模块用于消除中继节点自身环路信号来估计中继节 点处的源节点的发射信号，将估计的信号输出给干扰抵消模块。

干扰抵消模块3，用于消除中继节点由于自身环路所带来的干扰信号，将干扰 抵消后的信号输出给信号放大模块。

信号放大模块4，用于计算中继节点可变增益的放大因子并对中继节点干扰消 除后的发射信号进行功率控制，可变增益的放大因子应该满足其 中h_LI中继节点环路信道参数，b为源节点发射信号连续编码的符号个数，β为可变 增益的放大因子，将放大后的信号经过信道输出给等效信道生成模块以及最小均方 误差解码模块。

等效信道生成模块5，用于构造源节点到目的节点的等效信道，将生成的等效信 道信息输出给最小均方误差解码模块。

最小均方误差解码模块6，用于对源节点发射信号进行解码恢复。

参照图3，所述的干扰抵消模块3包括：两个加法器和延迟器。第一加法器301， 用于对中继节点当前时刻的接收信号和当前时刻经过环路的发射信号做减法运算， 第一加法器301的输出端与延迟器的输入端相连；延迟器302，用于将中继节点处估 计得到的源节点发射信号延迟b个单位，其中b是源节点发射信号连续编码的符号个 数，延迟器302的输出端与第二加法器303的输入端相连；第二加法器303，用于对中 继节点前一时刻的接收信号和前一时刻估计得到的源节点的发射信号延迟b个单位 后的信号做减法运算，得到中继节点经过干扰抵消后的信号。

参照图4，所述的等效信道生成模块5包括：移位寄存器、三个乘法器、加法器、 两个存储器、卷积编码矩阵产生器、卷积编码矩阵修正器、信号发生器和单位矩阵 修正器。第一乘法器502，用于实现可变增益的放大因子和H_LI的乘法运算，得到中 继链路发射信号等效卷积因子，其中h_LI为信道估计得到的中继节点环路信道参数， b是源节点发射信号连续编码的符号个数，该第一乘法器502的输出端与第一存储器 506的输入端相连；第一存储器506，用于寄存中继链路发射信号的等效卷积因子， 该第一存储器506的输出端与卷积编码矩阵产生器508的输入端相连；卷积编码矩阵 产生器508，用于产生(b+N-1)×N维的Toeplize矩阵，其中N为信息序列长度，b 是源节点发射信号连续编码的符号个数，卷积编码矩阵产生器508的输出端与卷积编 码矩阵修正器509的输入端相连；移位寄存器501，用于移位寄存卷积编码矩阵的零 填充信息，移位寄存器501的输出端与卷积编码矩阵修正器509的输入端相连；卷积 编码矩阵修正器509，用于在Toeplize矩阵前乘以$\left(\begin{array}{c}{0}_{t\times (b+N-1)}\\ I_{(b+N-1)}\\ 0_{(\tau -t)\times (b+N-1)}\end{array}\right)$矩阵，得到中继链路

考虑延迟的信号编码卷积矩阵，其中I_(b+N-1)为(b+N-1)×(b+N-1)维的单位矩阵，b 为源节点发射信号连续编码的符号个数，N为信息序列长度，卷积编码矩阵修正器 509的输出端与第二乘法器503的输入端相连；信号发生器510，用于产生 (τ+b-1)×N维的全零矩阵，其中τ为中继节点最大延迟，b为源节点发射信号连 续编码的符号个数，N为信息序列长度，信号发生器510的输出端与第二存储器507 的输入端相连；第二存储器507，用于寄存信号发生器产生的(τ+b-1)×N维全零矩 阵，该第二存储器507的输出端与单位矩阵修正器511输入端相连；单位矩阵修正器 511，用于在N×N维的单位矩阵后面直接添加(τ+b-1)×N维的全零矩阵得到直达 链路保护间隔修正后的单位矩阵，单位矩阵修正器511的输出端与第二乘法器503的 输入端相连；第二乘法器503，用于实现中继链路考虑延迟的信息编码卷积矩阵和h_SR以及h_RD之间的相乘运算，得到中继链路等效信道，其中h_SR为信道估计得到的源节 点到中继节点之间的信道参数，h_RD为信道估计得到的中继节点到目的节点的信道 参数，该第二乘法器503的输出端与加法器505的输入端相连；第三乘法器504，用 于实现直达链路保护间隔修正后的单位矩阵和h_SD的相乘运算，其中h_SD为信道估计 得到的源节点到目的节点的信道参数之间，得到直达链路等效信道，该第三乘法器 504的输出端与加法器505的输入端相连；加法器505，用于对中继链路等效信道和 直达链路等效信道做加法运算，得到目的节点的等效信道矩阵。

参照图5，对本发明进行异步空时码编解码的方法，其实现步骤如下：

步骤1，系统初始化：

1a)各个节点利用已知的发送信号序列，采用最小均方误差信道估计方法估计 各个信道的冲击响应特性，包括源节点到中继节点的信道参数h_SR，中继节点到目的 节点的信道参数h_RD，源节点到目的节点的信道参数h_SD，中继节点环路信道参数h_LI；

1b)各个节点利用发送信号中的已知序列，采用最小均方误差信道估计方法估 计中继节点的最大时延τ。

步骤2，源节点对发射信号进行调制，得到调制信号，同时向目的节点和中继 节点发射信号，调制方式可采用QPSK，BPSK，QAM，本发明实施列中采用QPSK 进行调制，中继节点接收天线接收源节点的发射信号并通过发射天线向目的节点转 发源节点的发射信号，同时中继节点接收天线接收转发的源节点发射信号，中继节 点接收信号的表达式如下：

r(i)=h_SRx(i)+h_LIt(i)+n_R(i)，

其中，r(i)为中继节点i时隙的接收信号，x(i)为源节点i时隙的发射信号，x(i) 满足x(i)=0，i≤-1，t(i)为中继节点i时隙的发射信号，n_R(i)为中继节点接收 端i时隙的高斯噪声，服从均值为0，方差为σ_R²的复高斯分布，n_R(i)满足 n(i)_R=0，i≤-1，h_LI中继节点环路信道参数，h_SR为源节点到中继节点的信道参数。

步骤3，中继节点的接收信号包括源节点的发射信号和自身环路的发射信号两 部分，通过去除自身环路发射信号对源节点的发射信号进行估计，即按照下列公式 进行估计：

$\hat{x}\left(i\right)=r\left(i\right)-h_{\mathrm{LI}}t\left(i\right)=h_{\mathrm{SR}}x\left(i\right)+n_R\left(i\right)$

其中，为i时隙源节点的估计信号，满足r(i)为中继节 点i时隙的接收信号，t(i)为中继节点i时隙的发射信号，x(i)为源节点i时隙的发射 信号，h_LI为中继节点环路信道参数，h_SR为源节点到中继节点的信道参数，n_R(i)为 中继节点接收端i时隙的高斯噪声，服从均值为0，方差为σ_R²的复高斯分布。

步骤4，中继节点环路干扰抵消：

4a)源节点发射信号x(i)对连续b个符号进行编码，得到中继节点i时隙的发射 信号：

$t\left(i\right)=\beta \underset{j=1}{\overset{b}{\Sigma }}{\left(h_{\mathrm{LI}}\beta \right)}^{j-1}[h_{\mathrm{SR}}x(i-j)+n_R(i-j)],$

其中，h_LI为中继节点环路信道参数，h_SR为源节点到中继节点的信道参数，x(i) 为源节点i时隙的发射信号，n_R(i)为中继节点接收端i时隙的高斯噪声，服从均值为 0，方差为σ_R²的复高斯分布，β为可变增益的放大因子，用来放大中继节点发射信 号的功率。

4b)根据上述中继节点i时隙的发射信号t(i)，得到中继节点i-1时隙的接收信 号：

$r(i-1)=h_{\mathrm{SR}}x(i-1)+h_{\mathrm{LI}}t(i-1)+n_R(i-1)$

$=\underset{j=1}{\overset{b}{\Sigma }}{\left(h_{\mathrm{LI}}\beta \right)}^{j-1}{h}_{\mathrm{SR}}x(i-j)+{\left(h_{\mathrm{LI}}\beta \right)}^b[h_{\mathrm{SR}}x(i-b-1)+n_R(i-b-1)]+\underset{j=1}{\overset{b}{\Sigma }}{\left(h_{\mathrm{LI}}\beta \right)}^{j-1}{n}_R(i-j)$

其中，t(i-1)为中继节点i-1时隙的发射信号，h_LI为中继节点环路信道参数，h_SR为源节点到中继节点的信道参数，x(i-1)为源节点i-1时隙的发射信号，n_R(i-1)为 中继节点接收端i-1时隙的高斯噪声，服从均值为0，方差为σ_R²的复高斯分布，β为 可变增益的放大因子，b为源节点发射信号连续编码的符号个数，其中上述表达式 的第一项为中继节点接收信号的有用信号，第二项 (h_LIβ)^b[h_SRx(i-b-1)+n_R(i-b-1)]为中继节点接收信号的环路信道干扰信号，第 三项为中继节点接收信号的噪声信号。

4c)中继节点i-1时隙的接收信号去除上述中继节点接收信号的环路信道干扰 信号(h_LIβ)^b[h_SRx(i-b-1)+n_R(i-b-1)]，得到任意时隙i中继节点经过干扰抵消 后的信号，表达式如下：

$\hat{t}\left(i\right)=r(i-1)-{\left(h_{\mathrm{LI}}\beta \right)}^b[h_{\mathrm{SR}}x(i-b-1)+n_R(i-b-1)]$

$=r(i-1)-{\left(h_{\mathrm{LI}}\beta \right)}^b\hat{x}(i-b-1)$

$=\underset{j=1}{\overset{b}{\Sigma }}{\left(h_{\mathrm{LI}}\beta \right)}^{j-1}{h}_{\mathrm{SR}}x(i-j)+\underset{j=1}{\overset{b}{\Sigma }}{\left(h_{\mathrm{LI}}\beta \right)}^{j-1}{n}_R(i-j)$

其中，r(i-1)为上述步骤所得到的在时隙i-1时的中继节点接收信号， x(i-b-1)为源节点在时隙i-b-1的发射信号，为步骤（4）估计出的源节 点在时隙i-b-1时的发射信号，当时隙i-b-1≤-1时，此时中继 节点的发射信号为因此当时隙i≤b时中继节点不进行环路干扰抵消 直接得到发送信号，而当时隙i≥b+1时中继节点进行环路干扰抵消，β为可变增益 的放大因子，h_LI为中继节点环路信道参数，n_R(i)为中继节点接收端i时隙的高斯噪 声，服从均值为0，方差为σ_R²的复高斯分布，b为源节点发射信号连续编码的符号 个数。

步骤5，调整可变增益的放大因子β，控制中继节点经过干扰抵消后的信号的功率，即同时中继节点放大控制后的发射信号功率不能超过中 继节点发射功率的限制，可变增益的放大因子满足如下约束：

$\underset{i=1}{\overset{b}{\Sigma }}{\left|\beta \left(h_{\mathrm{LI}}\beta \right)\right|}^{i-1}\le 1$

其中，t(i)为第i时隙中继节点放大控制后的发射信号，h_LI为中继节点环路信 道参数，b为源节点发射信号连续编码的符号个数，当b大于相互独立链路的个数 时，可以获得异步协作满分集，本发明只有一个中继节点即相互独立链路个数为2， 因此当b大于2时可以获得异步协作满分集，β为可变增益的放大因子。

步骤6，目的节点接收信号：

6a)中继节点放大后的发射信号t(i)，经过中继链路转发到目的节点，目的节点 接收来自中继链路的信号表达式如下：

$y_R\left(i\right)=h_{\mathrm{RD}}t\left(i\right)+n_D\left(i\right)$

$=h_{\mathrm{RD}}\beta \underset{j=1}{\overset{b}{\Sigma }}{\left(h_{\mathrm{LI}}\beta \right)}^{j-1}{h}_{\mathrm{SR}}x(i-j)+h_{\mathrm{RD}}\beta \underset{j=1}{\overset{b}{\Sigma }}{\left(h_{\mathrm{LI}}\beta \right)}^{j-1}{n}_R(i-j)+n_D\left(i\right)$

其中，t(i)为上述得到的第i时隙中继节点经过放大控制后的发射信号，h_RD为 步骤中继节点到目的节点的信道参数，h_LI为中继节点环路信道参数，h_SR源节点到 中继节点的信道参数，x(i)为第i时隙源节点到中继节点的发射信号，n_R(i)为中继 节点接收端i时隙的高斯噪声，服从均值为0，方差为σ_R²的复高斯分布β为可变增 益的放大因子，b为源节点发射信号连续编码的符号个数，n_D为目的节点接收端i时 隙的高斯噪声，服从均值为0，方差为σ_D²的复高斯分布，其中为中继链路有用信号项，为中继节点接收端噪声项；

6b)上述中继链路有用信号项为源节点发射信号和卷积 项进行卷积运算得到，利用卷积项q(i)构造中继链路发射信号等 效卷积因子：

M_1×b＝[β β(h_LIβ)…β(h_LIβ)^b-1]_1×b

其中，β为可变增益的放大因子，h_LI为中继节点环路信道参数，b为源节点发 射信号连续编码的符号个数。

6c)利用上述中继链路发射信号等效卷积因子M_1×b和信息编码的序列长度N， 应用Toeplize矩阵构造方法，得到无延迟中继节点信息编码卷积矩阵：

其中，T为(b+N-1)×N维的矩阵；

6d)由于中继链路相对于直达链路存在时延，对上述无延迟中继链路信号编码 的卷积矩阵T使用零填充的方法，通过添加保护间隔来保护符号序列，其中保护间 隔等于中继节点最大时延τ，按照下列公式得到中继链路考虑延迟的信号编码卷积 矩阵：

$T_{\Delta }=\left(\begin{array}{c}{0}_{t\times (b+N-1)}\\ I_{(b+N-1)}\\ 0_{(\tau -t)\times (b+N-1)}\end{array}\right)T$

其中，N为信息序列长度，b为源节点发射信号连续编码的符号个数，τ为中 继节点最大时延，t在[0，τ]内取值，0_(b+N-1)×t为(b+N-1)×t维的全零向量， 0_{(b+N-1)×(τ-t)}为(b+N-1)×(τ-t)维的全零向量，I_(b+N-1)为(b+N-1)×(b+N-1)维的单 位矩阵。

6e)源节点的发射信号分别经过直达链路和中继链路转发给目的节点，其中源 节点的发射信号经过中继链路等效为发射信号和上述中继链路考虑延迟的信号编码 卷积矩阵T_Δ进行相乘，考虑到中继链路相对于直达链路存在时延，直达链路使用零 填充的方法，通过添加保护间隔使目的节点接收的来自直达链路和中继链路的编码 符号序列顺序一致，其中保护间隔等于中继节点最大时延τ，得到目的节点接收信 号：

y=h_SR h_RD T_ΔX+h_SD I_ΔX+W

=(h_SRh_RDT_Δ+h_SDI_Δ)X+W

其中，h_SR为源节点到中继节点的信道参数，h_RD为中继节点到目的节点之间的 信道参数，h_SD为源节点到目的节点之间的信道参数，I_Δ是直达链路保护间隔修正 后的单位矩阵，当保护间隔取τ时，I_Δ为在N×N维的单位矩阵后面直接添加 (τ+b-1)×N维的全零向量，其中τ为中继节点的最大时延，X为源节点发射N×1 维的信息矩阵，N为信息序列长度，W为(τ+b+N-1)×N维的高斯噪声矩阵， 其中矩阵中每一元素都服从均值为0，方差为σ²的复高斯分布，(h_SRh_RDT_Δ+h_SDI_Δ)X 为目的节点接收信号的有用信号项。

步骤7，根据上述目的节点接收信号的有用信号项(h_SRh_RDT_Δ+h_SDI_Δ)X，得到目 的节点的等效信道矩阵：

H=h_SRh_RDT _Δ+h_SDI_Δ

其中，h_SR为源节点到中继节点的信道参数，h_RD为中继节点到目的节点的信道 参数，h_SD为源节点到目的节点的信道参数，T_Δ为中继链路考虑延迟的信号编码卷 积矩阵，I_Δ是直达链路保护间隔修正后的单位矩阵，当保护间隔取τ时，I_Δ为在 N×N维的单位矩阵后面直接添加(τ+b-1)×N维的全零向量，τ为中继节点的最 大时延。

步骤8，目的节点对接收信号译码：

8a)目的节点对上述等效信道应用最小均方误差方法，按照下列公式实现对接 收信号的空时解码：

$\hat{X}=H^H·{(\frac{I_M}{\gamma }+H·H^H)}^{-1}·y$

其中，为目的节点空时解码后的符号，H为目的节点等效信道矩阵，γ为接 收端的信噪比，y为目的节点的接收信号，H^H为目的节点等效信道矩阵的共轭转 置，I_M为N×N维的单位矩阵。

8b)目的节点对上述目的节点空时解码后的符号进行解调，恢复源节点的发 射信号。

本发明的效果可通过仿真进一步说明：

（1）仿真条件

调制方式都采用QPSK，各节点之间的信道都服从均值为0，方差为1的准静态 瑞利平坦衰落。中继链路相对直达链路的延迟在[0，τ_max]内服从均匀分布，最大延迟 τ_max以及零填充的长度都为3，信息符号帧的长度为20，源节点发射信号连续编码的 符号个数为3。中继节点处的信噪比和目的节点处的信噪比相等且为γ，而在点对点 传输方式目的节点的信噪比为2γ。

（2）仿真的内容和结果

分别采用传统的点对点传输、解码转发、延迟分集码传输方法和本发明采用的 异步空时码传输方法对协作系统平均误码率相对于平均信噪比进行仿真，仿真结果 如图6所示。从图6中可以看出本发明采用异步空时码传输方法的误码率曲线明显低 于采用点对点传输、解码转发、延迟分集码传输方法的误码率曲线，在信噪比相同 的情况下，异步空时码的误码率最低，并且可以达到满分集，提高协作通信系统的 可靠性以及改善系统的中断概率性能。