单相AC-AC直接频率变换器拓扑结构及其控制方法

摘要

本发明提供的是一种单相AC-AC直接频率变换器及其控制方法。单相AC-AC直接频率变换器包括电源、滤波电路、主电路和缓冲电路，电源U接滤波电路再接主电路，主电路接缓冲电路。单相AC-AC直接频率变换器的控制方法是：第一种控制方法是采用单极性方式控制，第二种控制方式是滞环电流控制。本发明拓扑结构简单，控制方法简单易行功率变换级数少、可靠性高。

说明书

技术领域

本发明涉及一种电能变换方法，特别是涉及一种单相AC-AC直接频率变换器拓扑结构及 控制方法。

背景技术

在电能的变换和利用中，AC-AC变换器具有重要地位，它能实现电能的直接变换，不需 要中间环节，从而提高效率，总体分为变压不变频和直接变压变频两方面。在变压不变频方 面，比较成熟的技术有晶闸管调压控制器，PWM控制的AC-AC变换器等。在实现AC-AC 直接频率变换方面，比较早的技术是基于晶闸管的周波变换器技术，已经发展非常成熟，缺 点是所用的器件数目多，输入输出特性差，交流输入电流谐波严重，变频范围比较狭窄，且 为减小脉动，器件数目成倍增加，抵消了成本优势。矩阵式变换器于1980年被提出，经过 30年的发展，到最近10年间逐步成熟并实现商品化，其优点是正弦输入输出电流，输出频 率不受输入频率的限制，输入功率因数高，能量双向流动，直接实现变频，无中间直流环节 及其滤波元件，变换效率高，省去了直流侧大电容，将使体积减小，且容易实现集成化和功 率模块化。但矩阵变换器的控制策略复杂，计算工作繁重；为了实现安全换流，通常采用四 步换流法，增加了控制难度，降低了系统可靠性，开关数量多，系统成本高。

发明内容

本发明的目的在于提供一种拓扑简洁、功率变换级数少、可靠性高的一种单AC-AC直接 频率变换器拓扑结构及其控制方法。

本发明的目的是这样实现的：

单相AC-AC直接频率变换器拓扑结构，包括电源、滤波电路、主电路和缓冲电路，其特 征是：电源U接滤波电路再接主电路，主电路接缓冲电路。

所述的主电路包括第一到第八全控型器件（以IGBT为例说明）V1、V2、V3、V4、V5、 V6、V7、V8，第一到第六二极管D1、D2、D3、D5、D6、D7和负载；第一全控型器件 V1和第二全控型器件V2划分为组1，第三全控型器件V3和第四全控型器件V4划分为组4， 第五全控型器件V5和第六全控型器件V6划分为组3，第七全控型器件V7和第八全控型器 件V8划分为组2；第三全控型器件V3的发射极和第八全控型器件V8的发射极相接，第三 全控型器件V3的集电极接第六全控型器件V6的发射极和第五全控型器件V5的集电极，第 六全控型器件V6的集电极接第二全控型器件V2的集电极，第二全控型器件V2的发射极接 第一全控型器件V1的集电极和第七全控型器件V7的集电极，第一全控型器件V1的发射极 接第八全控型器件V8的集电极和负载的a端，负载的b端接第四全控型器件V4的集电极和 第五全控型器件V5的发射极，第四全控型器件V4的发射极和第七全控型器件V7的发射极 相接；第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D5、第五二极管D6、 第六二极管D7分别与第一全控型器件V1、第二全控型器件V2、第三全控型器件V3、第五 全控型器件V5、第六全控型器件V6、第七全控型器件V7反向并联。

所述的滤波电路采用LC滤波电路，包括电容C和电感L，单相交流电源U的B端接电 感L，电感L接第三全控型器件V3和第八全控型器件V8的发射极和电容C，电容C接电源 U的A端和第四全控型器件V4和第七全控型器件V7的发射极。

所述的缓冲电路由第一到第二缓冲电容C1、C2，第一到第四缓冲电阻R1、R2、R3、R4， 第七到第八二极管D9、D10和第九到第十全控型器件V9、V10组成，其中第九全控型器件 V9属于组4，第十全控型器件V10属于组2；负载的a端接第十全控型器件V10的集电极， 第八二极管D10反向并联在第十全控型器件V10两端，第四缓冲电阻R4、第二缓冲电容C2 串联后与第三缓冲电阻R3并联构成的阻容回路的一端接第十全控型器件V10的发射极，阻 容回路的另一端接第二全控型器件V2发射极；负载的b端接第九全控型器件V9的集电极， 第七二极管D9反向并联在第九全控型器件V9的两端，第二缓冲电阻R2、第一缓冲电容C1 串联后与第一缓冲电阻R1并联构成的阻容回路的一端接第九全控型器件V9的发射极，阻容 回路的另一端接第六全控型器件V6的发射极，第九全控型器件V9的发射极和第十全控型器 件V10的发射极相接。

单相AC-AC直接频率变换器拓扑结构的控制方法是：第一种控制方法是SPWM控制方 法，采用单极性方式控制时，组1和组2用相序相反的SPWM波形触发，组3和和组4用相 序相反占空比各占50%的脉冲触发；采用双极性方式控制时，组1和组4用时序相同的SPWM 脉冲触发，组2和组3采用与组1和组4时序相反的脉冲进行触发；第二种控制方式是滞环 电流控制，采用恒频率的方式对参考电流与实际负载电流进行采样比较，若参考电流大于实 际电流，则打开组1和组4，使实际电流增大；若参考电流小于实际电流，则打开组2和组3， 使实际电流减小。

本发明的优点在于：拓扑结构简单，换流的可靠性提高，其控制策略也相对简单。为实 现拓扑简洁、功率变换级数少、变换效率和功率密度高、输出波形质量高、可靠性高的新型 电力电子变压器、正弦交流调压器、新型交-交变频器、电力系统无功功率调节器等奠定关键 技术基础。

附图说明

图1为单相AC-AC直接频率变换器拓扑结构图；

图2为输入电压波形图；

图3为单极性SPWM控制时输出电流、电压波形；

图4为滞环电流控制时输出电流、电压波形。

具体实施方式

下面结合附图对本发明做更详细的描述：

结合图1。U为单相交流电源；L、C为滤波器；第一全控型器件V1、第二全控型器件 V2、第三全控型器件V3、第四全控型器件V4、第五全控型器件V5、第六全控型器件V6、 第七全控型器件V7、第八全控型器件V8为8个单向全控型器件（以IGBT为例说明，其它 全控型器件如PowerMOSFET，IGCT等也能实现此功能），第一二极管D1、第二二极管D2、 第三二极管D3、第四二极管D5、第五二极管D6、第六二极管D7为6个与相应全控型器件 反向并联的二极管。

若构造正的输出电压U_ab，在电源U_AB的正半周，使第一全控型器件V1、第三全控型器 件V3闭合导通，电源U的A端经第六二极管D7、第一全控型器件V1加在输出a端上，输 出b端经第四二极管D5、第三全控型器件V3连到电源U的B端上，输出线电压U_ab即为输 入线电压U_AB；如果使第一全控型器件V1和第二全控型器件V2闭合，第三全控型器件V3 断开，则U_ab将通过第一全控型器件V1、第二全控型器件V2、第四二极管D5、第五二极管 D6的回路而被短接，电压为零；在U_AB的负半周，使第一全控型器件V1、第二全控型器件 V2、第四全控型器件V4闭合导通，电源U的B端电位大于电源U的A端电位，电源U的 B端经第三二极管D3、第五二极管D6、第二全控型器件V2、第一全控型器件V1加在输出 端a上，输出端b经第四全控型器件V4连到电源U的A端上，因此输出电压U_ab仍然是大 于零的。进一步研究发现，在电源U_AB的正半周，使第一全控型器件V1、第三全控型器件 V3闭合的同时，第二全控型器件V2、第四全控型器件V4也闭合，并不会对输出电压U_ab造成任何影响；在电源U_AB的负半周，使第一全控型器件V1、第二全控型器件V2、第四全 控型器件V4闭合的同时，第三全控型器件V3闭合，也并不影响输出电压U_ab，因此，可以 把第一全控型器件V1、第二全控型器件V2看作一组开关，编为组1，可以共用一组触发脉 冲；第三全控型器件V3、第四全控型器件V4看作一组开关，编为组4，共用一组触发脉冲。 同理，通过第五全控型器件V5、第六全控型器件V6、第七全控型器件V7、第八全控型器件 V8及相应二极管的组合可以构造出负的输出电压。第五全控型器件V5、第六全控型器件V6 编为组3，共用一组触发脉冲；第七全控型器件V7、第八全控型器件V8编为组2，共用一 组触发脉冲。其中，组1和组2不能同时导通；组3和组4不能同时导通，否则会造成电源 短路；组2和组4闭合时，输入电压无法在电路结构中形成回路，输出电压为0。表1给出 了单相AC-AC直接频率变换器新拓扑各开关器件的逻辑关系。这种结构从形式上和单相电压 源型逆变器结构非常相似，称之虚拟逆变器结构。

表1单相AC-AC直接频率变换器新拓扑各开关器件的逻辑关系

缓冲电路可以解决换向时电流的续流问题，缓冲电路中的第九全控型器件V9属于组4， 第十全控型器件V10属于组2。当负载为感性时，如组1和组4由导通转换到关断，组2和 组3由关断转换到导通时，或组2和组4同时导通时，如果没有续流回路就会在负载中产生 关断过电压，若感应电压过大时就会对开关器件造成损坏。引入缓冲电路后，设负载电流由 负载a端流入b端流出，当组1和组4导通转换到关断，组2和组3由关断转换到导通时， 电流由负载b端通过第四二极管D5，经过第一缓冲电阻R1、第二缓冲电阻R2、第一缓冲电 容C1阻容回路后通过第八二极管D10返回负载a端，构成一条续流回路，从而保证负载电 流连续并避免关断过电压，换流结束后存储在阻容回路电容中的一部分能量，经阻容回路消 耗掉；另外，当组2和组4导通时，假设此时电流由负载a进入，b端流出，电流经第九全 控型器件V9，再经第八二极管D10回到a端，构成一个回路，采用这种方式续流可以有效降 低对缓冲电路的要求。

结合图2、图3。采用的第一种控制方式类似于传统单相SPWM逆变器的控制方式，这 里介绍单极性SPWM控制方式，组1和组2以时序相反的SPWM脉冲进行触发，组3和组4 以时序相反占空比各占50%的脉冲触发。当组4的脉冲为高电平时，组1脉冲为高电平时输 出电压U_ab>0，而组2脉冲为高电平时输出电压U_ab=0；同理，当组3的脉冲为高电平时，组 2脉冲为高电平时输出电压U_ab<0，而组1脉冲为高电平时输出电压U_ab=0；图2是输入电压 波形图，由图可见，其频率是50Hz，图3是采用SPWM控制后的仿真输出波形，由上至下 分别是输出电流和输出电压波形图。图2和图3比较可见，输出电压和电流的频率为25Hz， 是输入电压的频率的一半，实现了变频功能；同时可以看出，由于负载是感性的，所以输出 电流的相位滞后于输出电压相位，且输出电流波形接近正弦。

结合图2、图4。采用的第二种控制方式是电流滞环控制方式，采用恒频率方式对参考电 流和实际输出电流进行采样比较，若参考电流大于实际电流，则导通组1和组4，使实际电 流增大；若参考电流小于实际电流，则导通组2和组3，使实际电流减小。从而输出电流逼 近参考电流，输出电流呈锯齿状围绕参考电流快速波动。图4是其仿真输出波形，由上至下 分别是输出电流和输出电压波形图，与图2的输入电压对比发现，输出电压和电流的频率为 25Hz，是输入电压频率的一半，实现了变频功能；且输出电压的正半周和负半周内，都有极 性相反的脉冲输出；输出电流是标准正弦波。仔细观察，输出电流的锯齿波动每隔0.1s会有 短暂的减弱，输出电压的PWM波此时也有缺失，这是由于输入电压的周期是0.2s，每隔0.1s 输入电压有一次触零点，此时刻输入电压较小，对输出电流的影响变小，所以输出电流和电 压会出现那样的效果。