基于电压零矢量前馈控制的双并网逆变器并联系统环流抑制方法

摘要

基于电压零矢量前馈控制的双并网逆变器并联系统环流抑制方法，属于双并网逆变器关联系统的环流抑制技术领域。它解决了现有系统环流的抑制方法中，当两个逆变器的给定电流变化时，其动态响应慢的问题。所述双并网逆变器共交流母线且共直流母线，所述环流抑制方法基于逆变器并联系统的PI控制方法，它引入了两个逆变器SVPWM中非零矢量占空比之差的前馈控制，具有较高的动态响应速度和控制效果，同时也适用于两个逆变器的给定电流不同情况，在两个逆变器的给定电流不同时，也能将环流控制到较小范围内。本发明适用于三相无中线并网逆变器并联结构。

说明书

技术领域

本发明涉及一种基于电压零矢量前馈控制的双并网逆变器并联系统环流抑制方法，属 于双并网逆变器关联系统的环流抑制技术领域。

背景技术

在分布式能源发电系统中，为了增大系统容量，提高系统可靠性，常将多个逆变器进 行并联，这种并联结构在增大了容量的同时，也为环流提供了通路。环流会对系统产生不 利影响，如使波形发生畸变，增加系统损耗，降低系统效率，甚至超过设备的功率等级等， 因此在进行系统的控制器设计时需要对环流进行抑制。

环流的抑制方法主要分为两种，一是采用阻断环流通路的方法，包括各并网逆变器采 用独立的直流电源、加隔离变压器、在交流侧串联电抗器等方法，这些方法控制起来较为 简单，但会增加系统的成本及体积；二是采用软件方法来抑制环流，比较常用的是用PI 控制，这种方法不会增加系统成本及体积，并且易于实现，但这种方法仅对已存在的环流 起调节作用，无法对本控制周期即将产生的环流进行抑制，因此动态响应较慢，在各并联 的逆变器给定电流相等时，具有较好的控制效果，但当两个逆变器的给定电流不相等时， 控制效果较差。

发明内容

本发明是为了解决现有系统环流的抑制方法中，当两个逆变器的给定电流变化时， 其动态响应慢的问题，提供一种基于电压零矢量前馈控制的双并网逆变器并联系统环流抑 制方法。

本发明所述基于电压零矢量前馈控制的双并网逆变器并联系统环流抑制方法，所述双 并网逆变器共交流母线且共直流母线，所述环流抑制方法基于逆变器并联系统的PI控制 方法，

所述环流抑制方法为对双并网逆变器中的一个逆变器的环流进行控制，它包括以下步 骤：

步骤一：对第二逆变器的零序电流i_z2进行采样；

步骤二：利用零序电流控制器对第二逆变器的零序电流i_z2和第二逆变器的给定零序 电流i_{z2_ref}进行PI调节，同时将两个逆变器的空间矢量脉宽调制的非零矢量占空比的差值 除以12，获得非零矢量的调节量，再将所述PI调节获得的结果与非零矢量的调节量作差 后，零序电流控制器输出第二逆变器零矢量的修正值y₂；

步骤三：利用第二逆变器零矢量的修正值y₂对第二逆变器的空间矢量脉宽调制中零 矢量的分配进行实时调节，以实现对双并网逆变器并联系统的环流抑制。

所述第二逆变器的零序电流i_z2为：

i_z2＝i_a2+i_b2+i_c2，

式中i_a2为第二逆变器的a相电流，i_b2为第二逆变器的b相电流，i_c2为第二逆变器的c 相电流。

所述零序电流控制器输出的第二逆变器零矢量的修正值y₂为：

$y_2=(K_{p\_z}+\frac{K_{i\_z}}{s})·(i_{z2\_\mathrm{ref}}-i_{z2})-\frac{\Delta d_{12}}{12},$

式中K_{p_z}为零序电流控制器的比例系数，K_{i_z}为零序电流控制器的积分系数，s为拉 普拉斯算子，Δd₁₂为两个逆变器的空间矢量脉宽调制的非零矢量占空比的差值；

Δd₁₂＝-d₁₁+d₂₁+d₁₂-d₂₂，

d₁₁为第一逆变器的第一个非零矢量的占空比，d₂₁为第一逆变器的第二个非零矢量的 占空比，d₁₂为第二逆变器的第一个非零矢量的占空比，d₂₂为第二逆变器的第二个非零矢 量的占空比。

以空间矢量脉宽调制中的扇区I为例，所述第二逆变器零矢量的修正值y₂对第二逆 变器的空间矢量脉宽调制中零矢量的分配进行实时调节的具体方法为：

将第二逆变器在一个控制周期T内A相的开关状态控制为：从一个周期的初始时刻 持续T时间为低电平，然后持续T时间为高电平，再持续 T时间为低电平；

将第二逆变器在一个控制周期T内B相的开关状态控制为：从一个周期的初始时刻 持续T时间为低电平，然后持续T时间为高电平，再持续 T时间为低电平；

将第二逆变器在一个控制周期T内C相的开关状态控制为：从一个周期的初始时刻 持续T时间为低电平，然后持续时间为高电平，再持续 时间为低电平；

上式中d₀₂为第二逆变器零矢量的占空比。

本发明的优点是：本发明在传统PI控制基础上，引入了两个逆变器SVPWM中非零 矢量占空比之差的前馈控制，这种方法具有较高的动态响应速度和控制效果，同时也适用 于两个逆变器的给定电流不同情况，在两个逆变器的给定电流不同时，也能将环流控制到 较小范围内。

附图说明

图1为本发明的结构原理图；图中附图标记1为第一逆变器；

图2为双并网逆变器并联系统的拓扑结构图；

图3为双并网逆变器并联系统d轴电流的平均模型；

图4为双并网逆变器并联系统的q轴电流的平均模型；

图5为双并网逆变器并联系统零轴电流的平均模型；

图6为双并网逆变器并联系统直流母线电压的平均模型；

图7为逆变器的空间矢量脉宽调制的原理图；

图8为第二逆变器空间矢量脉宽调制中零矢量和非零矢量的分配图；

图9为零序电流环的控制框图；

图10为本发明所述带前馈控制的零序电流控制框图。

具体实施方式

具体实施方式一：下面结合图1至图10说明本实施方式，本实施方式所述基于电压 零矢量前馈控制的双并网逆变器并联系统环流抑制方法，所述双并网逆变器共交流母线且 共直流母线，所述环流抑制方法基于逆变器并联系统的PI控制方法，

所述环流抑制方法为对双并网逆变器中的一个逆变器的环流进行控制，它包括以下步 骤：

步骤一：对第二逆变器2的零序电流i_z2进行采样；

步骤二：利用零序电流控制器3对第二逆变器2的零序电流i_z2和第二逆变器2的给 定零序电流i_{z2_ref}进行PI调节，同时将两个逆变器的空间矢量脉宽调制的非零矢量占空比 的差值除以12，获得非零矢量的调节量，再将所述PI调节获得的结果与非零矢量的调节 量作差后，零序电流控制器3输出第二逆变器零矢量的修正值y₂；

步骤三：利用第二逆变器零矢量的修正值y₂对第二逆变器2的空间矢量脉宽调制中 零矢量的分配进行实时调节，以实现对双并网逆变器并联系统的环流抑制。

在本实施方式中，由于两个逆变器的环流大小相等、方向相反，如果对其中一个逆变 器的环流进行控制，则另外一个逆变器的环流自然也得到控制，因此仅需要对其中一个逆 变器的环流进行控制。

具体实施方式二：下面结合图1说明本实施方式，本实施方式为对实施方式一的进一 步说明，所述第二逆变器2的零序电流i_z2为：

i_z2＝i_a2+i_b2+i_c2，

式中i_a2为第二逆变器2的a相电流，i_b2为第二逆变器2的b相电流，i_c2为第二逆变器2 的c相电流。

具体实施方式三：下面结合图1至图10说明本实施方式，本实施方式为对实施方式 二的进一步说明，所述零序电流控制器3输出的第二逆变器零矢量的修正值y₂为：

$y_2=(K_{p\_z}+\frac{K_{i\_z}}{s})·(i_{z2\_\mathrm{ref}}-i_{z2})-\frac{\Delta d_{12}}{12},$

式中K_{p_z}为零序电流控制器3的比例系数，K_{i_z}为零序电流控制器3的积分系数，s 为拉普拉斯算子，Δd₁₂为两个逆变器的空间矢量脉宽调制的非零矢量占空比的差值；

Δd₁₂＝-d₁₁+d₂₁+d₁₂-d₂₂，

d₁₁为第一逆变器的第一个非零矢量的占空比，d₂₁为第一逆变器的第二个非零矢量的 占空比，d₁₂为第二逆变器的第一个非零矢量的占空比，d₂₂为第二逆变器的第二个非零矢 量的占空比。

具体实施方式四：下面结合图1至图10说明本实施方式，本实施方式为对实施方式 二的进一步说明，以空间矢量脉宽调制中的扇区I为例，所述第二逆变器零矢量的修正值 y₂对第二逆变器2的空间矢量脉宽调制中零矢量的分配进行实时调节的具体方法为：

将第二逆变器2在一个控制周期T内A相的开关状态控制为：从一个周期的初始时 刻持续时间为低电平，然后持续时间为高电平，再持续 时间为低电平；

将第二逆变器2在一个控制周期T内B相的开关状态控制为：从一个周期的初始时 刻持续时间为低电平，然后持续时间为高电平，再持续 时间为低电平；

将第二逆变器2在一个控制周期T内C相的开关状态控制为：从一个周期的初始时 刻持续时间为低电平，然后持续时间为高电平，再持续 时间为低电平；

上式中d₀₂为第二逆变器2零矢量的占空比。

本发明中并联三相并网逆变器采用共交流母线且共直流母线的结构，如图2所示。两 个逆变器模块的功率等级相等，直流侧电容为2C，C为单个三相并网逆变器直流侧电容。 这种拓扑结构为环流提供了通路，且环流通路不止一条，图2中用箭头示意出了其中一条 环流通路，因此在进行控制器设计时需要对环流进行抑制。

在对环流抑制时，通常不针对单个环流通路的环流进行控制，而是通过控制零序电流 来对所有环流进行控制，显然两个逆变器的零序电流大小相等，方向相反。如果对其中一 个逆变器的环流进行控制，则另外一个逆变器的环流自然也得到控制，因此仅需要对其中 一个逆变器的环流进行控制。

并联三相并网逆变器在两相同步旋转坐标系下的数学模型可以表示为：

$\frac{d}{\mathrm{dt}}\left(\begin{array}{c}{i}_{d1}\\ i_{q1}\end{array}\right)=\frac{1}{L_1}\left(\begin{array}{c}{e}_d\\ e_q\end{array}\right)-\left(\begin{array}{cc}0& -\omega \\ \omega & 0\end{array}\right)·\left(\begin{array}{c}{i}_{d1}\\ i_{q1}\end{array}\right)-\frac{1}{L_1}\left(\begin{array}{c}{d}_{d1}\\ d_{q1}\end{array}\right)·v_{\mathrm{dc}}---\left(1\right)$

$\frac{d}{\mathrm{dt}}\left(\begin{array}{c}{i}_{d2}\\ i_{q2}\end{array}\right)=\frac{1}{L_2}\left(\begin{array}{c}{e}_d\\ e_q\end{array}\right)-\left(\begin{array}{cc}0& -\omega \\ \omega & 0\end{array}\right)·\left(\begin{array}{c}{i}_{d2}\\ i_{q2}\end{array}\right)-\frac{1}{L_2}\left(\begin{array}{c}{d}_{d2}\\ d_{q2}\end{array}\right)·v_{\mathrm{dc}}---\left(2\right)$

$\frac{{\mathrm{di}}_{z2}}{\mathrm{dt}}=\frac{\Delta d_z·v_{\mathrm{dc}}}{L_1+L_2}---\left(3\right)$

$\frac{{\mathrm{dv}}_{\mathrm{dc}}}{\mathrm{dt}}=\frac{1}{2C}\left(\begin{array}{c}\left(\begin{array}{cc}{d}_{d1}& d_{q1}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{i}_{d1}\\ i_{q1}\end{array}\right)+\left(\begin{array}{cc}{d}_{d2}& d_{q2}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{i}_{d2}\\ i_{q2}\end{array}\right)+\frac{\Delta d_z·i_{z1}}{3}+i_o\end{array}\right)---\left(4\right)$

其中i_zx＝i_ax+i_bx+i_cx(x＝1，2)，Δd_z＝d_z1-d_z2，d_zx＝d_ax+d_bx+d_cx(x＝1，2)。

上述公式中，i_d1为第一个逆变器三相电流的d轴分量，i_q1为第一个逆变器三相电流 的q轴分量，L₁为第一个逆变器的电感值，e_d为电网电压的d轴分量，e_q为电网电压的q 轴分量，ω为电网的角频率，d_d1为第一个逆变器三相占空比的d轴分量，d_q1为第一个逆 变器三相占空比的q轴分量，v_dc为直流母线电压，i_z1为第一个逆变器的零序电流，L₂为 第二个逆变器的电感值，i_d2为第二个逆变器三相电流的d轴分量，i_q2为第二个逆变器三 相电流的q轴分量，d_d2为第二个逆变器三相占空比的d轴分量，d_q2为第二个逆变器三 相占空比的q轴分量，i_z2为第二个逆变器的零序电流，Δd_z为两个逆变器零序占空比之差， Δd_z＝d_z1-d_z2，d_z1，d_z2分别为两个逆变器的零序占空比。

这样，并联三相并网逆变器的等效电路模型可以用图3至图6表示。

根据并联三相并网逆变器的零序电流的数学模型，即公式(3)，可以看出，零序电流 的变化率由两个逆变器的零序占空比之差决定。

对于单个逆变器，由于环流通路不存在，通常不考虑零序分量。当两个逆变器并联 时，由于形成了环流通路，即使两个逆变器零序占空比之差较小，也会形成较大的零序 电流，这是因为零轴是个仅含有电感的无阻尼回路。因此在两个逆变器并联时，需要考 虑零序分量。

在三相并网逆变器中，通常采用SVPWM方式，这种调制方式通常采用两个非零矢 量V_i(i＝1，2，3，4，5，6)和零矢量V_i(i＝0，7)来合成控制矢量，矢量V_i(i＝0～7)的定义如图7 所示。以第二逆变器为例，设两个非零矢量的占空比分别为d₁₂、d₂₂，零矢量占空比为d₀₂， 则：

d₀₂＝1-d₁₂-d₂₂    (5)

在不同的调制方法下，零矢量的分配不同，每一相的占空比和零序占空比都会发生改 变，但是两相的占空比之差不会发生改变。而零矢量的分配不会影响系统的控制目标，即 交流侧电流和直流母线电压。这表明通过控制零矢量的分配就可以控制零序占空比d_z， 从而控制零序电流。以图7所示的扇区I为例，设在一个PWM周期内，零矢量V_z的时 间为零矢量V₀的时间为图8给出了第二逆变器空间矢量脉宽 调制中零矢量和非零矢量的分配图，其中变量y₂满足：

$-\frac{d_{02}}{4}\le y_2\le \frac{d_{02}}{4},---\left(6\right)$

这样零矢量V₀、V₇占空比的取值范围均为[0，d₀₂]，且满足两者之和为d₀₂。此时，

$d_z=d_a+d_b+d_c=(d_{12}+d_{22}+\frac{d_{02}}{2}-2y_2)+(d_{22}+\frac{d_{02}}{2}-2y_2)+(\frac{d_{02}}{2}-2y_2)=d_{12}+2d_{22}+\frac{3}{2}{d}_{02}-6y_2,---\left(7\right)$

故：$\Delta d_z=d_{z1}-d_{z2}=(d_{11}+2d_{21}+\frac{3}{2}{d}_{01}-6y_1)-(d_{12}+2d_{22}+\frac{3}{2}{d}_{02}-6y_2),---\left(8\right)$

对于双变换器并联系统，由于两个逆变器的环流大小相等，方向相反，如果对其中一 个逆变器的环流进行控制，则另外一个逆变器的环流自然也得到控制，因此，可令第一个 模块的零矢量修正值y₁＝0。此外，由于d_0i＝1-d_1i-d_2i(i＝1，2)，上式可以化简为：

$\Delta d_z=\frac{1}{2}(-d_{11}+d_{21}+d_{12}-d_{22}+12y_2),---\left(9\right)$

记Δd₁₂＝-d₁₁+d₂₁+d₁₂-d₂₂，则上式可化为：

$\Delta d_z=\frac{1}{2}(\Delta d_{12}+12y_2),---\left(10\right)$

当两个逆变器的给定电流相等时，电流调节器输出的电压给定值基本相等，故 d₁₁＝d₁₂，d₂₁＝d₂₂，此时，Δd₁₂＝0，故

Δd_z＝6y₂    (11)

这样，零序电流在同步旋转坐标系下的数学模型，即公式(3)可以化为：

$\frac{{\mathrm{di}}_{z2}}{\mathrm{dt}}=\frac{6y_2·v_{\mathrm{dc}}}{L_1+L_2}---\left(12\right)$

假定v_dc保持恒定，对上式作拉普拉斯变换，可得：

$I_{z2}\left(s\right)=\frac{\frac{6V_{\mathrm{dc}}}{L_1+L_2}{Y}_2\left(s\right)}{s},---\left(13\right)$

上式中Y₂(s)，I_z2(s)分别为变量y₂，i_z2的拉氏变换。

由上式可以看出，零轴与d轴和q轴完全解耦，并且是一个一阶系统，因此，零序电 流环的带宽可以设计的很高，这里采用PI调节器作为零序电流的控制器，将零序电流的 给定值与采样值作差，对其偏差进行PI调节，即可得到第二个逆变器零矢量的修正值：

$y_2\left(s\right)=(K_{p\_z}+\frac{K_{i\_z}}{s})·(i_{z2\_\mathrm{ref}}-i_{z2}),---\left(14\right)$

这样，零序电流环的控制框图如图9所示。

这种方法仅对已存在环流起调节作用，无法对本控制周期即将产生的环流进行抑制， 因此，动态响应较慢，在各并联的逆变器给定电流相等时，具有较好的控制效果，但当两 个逆变器的给定电流不相等时，控制效果较差。

当两个逆变器的给定电流不相等时，根据公式(9)，零序电流在同步旋转坐标系下的数 学模型，即公式(3)可以化为：

$\frac{{\mathrm{di}}_{z2}}{\mathrm{dt}}=\frac{\frac{1}{2}(\Delta d_{12}+12y_2)·v_{\mathrm{dc}}}{L_1+L_2}---\left(15\right)$

假定v_dc保持恒定，对上式作拉普拉斯变换，可得：

$I_{z2}=\frac{\frac{{6V}_{\mathrm{dc}}}{L_1+L_2}·(Y_2+\frac{\Delta D_{12}}{12})}{s}---\left(16\right)$

上式中ΔD₁₂为变量Δd₁₂的拉氏变换。

可见，环流除了受零矢量修正值y₂的控制，还会受到各逆变器d轴q轴电流控制器 输出的影响，具体地讲，就是受两个逆变器非零矢量占空比之差的影响，为了消除该影响， 引入两个逆变器非零矢量占空比之差，即Δd₁₂的前馈控制，这样即可得到零矢量的修正值 y₂：

$y_2=(K_{p\_z}+\frac{K_{i\_z}}{s})·(i_{z2\_\mathrm{ref}}-i_{z2})-\frac{\Delta d_{12}}{12}---\left(17\right)$

此时，零序电流环的控制框图如图10所示，这样，干扰量与前馈分量相互抵消，零 序电流的控制框图就可以简化为如图9所示。

整个系统的控制框图如图1所示，由于两个逆变器的环流大小相等、方向相反，如果 对其中一个逆变器的环流进行控制，则另外一个逆变器的环流自然也得到控制，因此仅需 要对其中一个逆变器的环流进行控制。第一个逆变器仅对d轴和q轴电流进行控制，而不 对零轴电流进行控制，在进行SVPWM调制时，零矢量V₀和V₇平均分配。第二个逆变器除 了对d轴和q轴电流进行控制外，还要对零轴电流进行控制。首先对第二个逆变器的零序 电流i_z2进行采样；然后利用零序电流控制器对零序电流进行PI调节，并引入两个逆变器 SVPWM中非零矢量占空比之差的前馈控制，零序电流控制器的表达式如公式(17)所示；最 后利用零序电流控制器输出y₂对第二个逆变器SVPWM中零矢量的分配进行实时调节，零 矢量的分配如图8所示。