高压变频器直流母线电容容量最小化装置及其控制方法

摘要

本发明公开了一种串联H桥高压变频器直流侧母线电容器容量最小化装置及控制方法。该装置包括移相变压器、九个一次绕组和九个功率单元；功率单元中，双向PWM变流器的三个输入端经连接电抗器及熔断器与移相变压器中对应的一组二次绕组接连；双向PWM变流器的两个输出端与直流滤波电容器两端及H桥逆变器输入端并连；该方法根据矢量变换控制原理，控制功率单元中三相双PWM整流桥输入侧的瞬时功率逼近H桥逆变器输出侧的瞬时功率，使得通过直流侧母线滤波电容器的电流接近于零，直流母线上的电压就接近恒定，所需要的滤波电容器的数量就可以显著减少，从而缩小了功率单元体积，降低了高压变频器的制造成本。

说明书

技术领域

本发明属于电力电子技术领域，更具体的涉及一种高压变频器直流母线电 容容量最小化装置及其控制方法，具有简化变频器的结构、降低变频器的制造成 本和提高效率的优点。

背景技术

目前，在工程上用于交流变频调速的串联H桥高压变频器中，直流母线 上并联了体积庞大、价格昂贵的滤波电容器组，用来抑制直流电压波动。

具有四象限运行功能的大功率单元串联式高压变频器一般采用如下结构：

每一个功率单元包含由IGBT组成的三相双PWM整流桥、滤波电容器组、由 IGBT组成的单相H桥逆变器以及控制电路。每一相的多个功率单元相串联，可 得到三相输出的高电压。每一个功率单元的三相双PWM整流桥与电源变压器的一 组二次侧绕组相联。为了抑制直流电压波动，三相双PWM整流桥输出侧与单相H 桥逆变器输入侧之间的直流母线上并联了滤波电容器组。为了减小高压变频器输 出的电压谐波，每相的功率单元中的H桥逆变器采用载波移相控制。这种变频器 可以使高压大功率电机在很宽的范围内实现四象限平滑调速。其缺点是功率单 元中滤波电容器组的容量较大，需要的电容器数量较多。电容器的价格昂贵，电 容器组的体积庞大。

因此，有必要克服现有技术的不足，提供一种串联H桥高压变频器直流侧 母线电容器容量最小化装置及其控制方法，减小功率单元中滤波电容器的数量， 降低高压变频器的制造成本。

发明内容

本发明的目的在于提供一种高压变频器直流母线电容容量最小化装置。使 得通过功率单元中滤波电容器的电流接近于零，则所需要电容器数量减小，从而 缩小了功率单元体积，降低了高压变频器的制造成本。

为了实现上述目的，采用如下技术方案：

一种高压变频器直流母线电容容量最小化装置，包括：移相变压器、一次 绕组、第一二次绕组、第一功率单元、第二功率单元、第三功率单元；其特征在 于：

移相变压器设有一次绕组一组，接成星形或角形；设有二次绕组九组，分 为三部分：第一二次绕组、第二二次绕组、第三二次绕组组成第一部分；第四 二次绕组、第五二次绕组、第六二次绕组组成第二部分；第七二次绕组、第八二 次绕组、第九二次绕组组成第三部分，每部分中三组二次绕组对应的线电压有相 同的相位。

一次绕组与三相电源相连接。

第一二次绕组的三个输出端与第一功率单元的三个输入端相连接；第二二 次绕组的三个输出端与第二功率单元的三个输入端相连接；第三二次绕组的三个 输出端与第三功率单元的三个输入端相连接。

第四二次绕组的三个输出端与第四功率单元的三个输入端相连接；第五二次 绕组的三个输出端与第五功率单元的三个输入端相连接；第六二次绕组的三个输 出端与第六功率单元的三个输入端相连接。

第七二次绕组的三个输出端与第七功率单元的三个输入端相连接；第八二次 绕组的三个输出端与第八功率单元的三个输入端相连接；第九二次绕组的三个输 出端与第九功率单元的三个输入端相连接。

第一功率单元、第二功率单元、第三功率单元、第四功率单元、第五功率单 元、第六功率单元、第七功率单元、第八功率单元、第九功率单元等九个功率 单元结构相同，每个功率单元的H桥逆变器都有两个交流输出端，第一功率单 元、第四功率单元和第七功率单元的交流输出端依次串联，组成高压变频器交 流输出中的一相；第二功率单元、第五功率单元和第八功率单元的交流输出端 依次串联；第三功率单元、第六功率单元和第九功率单元的交流输出端依次串 联，分别组成高压变频器交流输出中的另外两相；每相的一个对应端连接在一 起，构成星形连接，每相的另一端与三相负载的一个输入端相连接，构成高压 变频器三相交流输出端与三相交流负载三个输入端相连。

所述的第一功率单元内部结构包括熔断器、IGBT构成的双向PWM变流器、 直流滤波电容器、IGBT构成的H桥逆变器及连接电抗器。其中双向PWM变流器 的三个输入端经连接电抗器及熔断器与移相变压器中对应的一组二次绕组接连； 双向PWM变流器的两个输出端与直流滤波电容器两端及H桥逆变器输入端并连。

所述的第二功率单元、第三功率单元、第四功率单元、第五功率单元、第 六功率单元、第七功率单元、第八功率单元、第九功率单元等内部结构与第一功 率单元相同。

每一相的功率单元数量不限于3个，每一相实际所需要的功率单元数量按照 高压变频器的电压等级设置。

本发明的另一目的在于提出了一种高压变频器直流母线电容容量最小化控 制方法。使得通过直流侧母线滤波电容器的电流接近于零，直流母线上的电压接 近恒定。

为了实现上述目的，采用如下技术方案：

一种串联H桥高压变频器直流侧母线电容器容量最小化的控制方法，其步骤 如下：

A、通过现有的传统检测技术，检测功率单元中双PWM整流器输入侧的三相 电压及三相电流的大小和相位。

B、利用矢量控制原理进行座标变换，将电机电压矢量U1的位置定位为d-q 坐标系中的d轴，超前90电角度的位置定为q轴，则输入电流中的无功分量及 有功分量均可确定。

C、通过现有的传统检测技术，检测功率单元中H桥逆变器输出侧的电流； 将H桥逆变器的参考正弦波电压与H桥逆变器输出侧电流相乘，得到H桥逆变器 输出功率；将H桥逆变器输出功率除以双PWM整流器输入侧的d轴电压，经低通 滤波滤去谐波后可得到H桥逆变器输出电流中的有功分量。

D、串联H桥高压变频器在运行时，必须维持滤波电容器上的直流电压为设 定值；利用现有的传统检测技术，检测功率单元中直流侧滤波电容器上的直流电 压，与设定值比较后经PI调节得到直流侧电流的设定值。

E、为了使通过直流侧母线滤波电容器的电流接近于零，并保持直流母线上 的电压接近恒定，必须迫使功率单元中双PWM整流器输入侧的所需要的有功电流 等于H桥逆变器输出有功电流与直流侧电流设定值之和。

F、为了提高串联H桥高压变频器的功率因数，在通常情况下双PWM整流器 输入侧的无功电流设定值为零，无功电流的实测值与设定值(设定值为零)比较 后，经PI调节得到双PWM整流器输入侧的无功电流的指令值。

G、双PWM整流器输入侧的有功电流实测值与的所需要的有功电比较后，经 PI调节得到双PWM整流器输入侧的有无功电流的指令值。

H、根据双PWM整流器电路原理，通过计算，由上述步骤F和步骤G所得到 的有功电流给定值和无功电流给定值可得到d轴及q轴指令电压。

I、根据步骤H所得到的d轴及q轴给定电压，经坐标变换后，可得到双PWM 整流器所需要的产生三相PWM的参考正弦电压。

与现有技术相比本发明具有如下优点和有益效果：

各组二次侧绕组输出线电压相位相同，不需要移相。采用双PWM控制整流器 及连接电抗器，可减少电源变压器一次侧的电流谐波。

在高压变频器运行时，控制功率单元中三相双PWM整流桥输入侧的瞬时功率 逼近H桥逆变器输出侧的瞬时功率，使得通过直流侧母线滤波电容器的电流接近 于零，直流母线上的电压接近恒定，则所需要的滤波电容器的数量就可以显著减 少，从而缩小了功率单元体积，降低了高压变频器的制造成本。

附图说明

图1为高压变频器直流母线电容容量最小化装置结构示意图。

图2为功率单元结构图

图3为控制系统原理图

其中：1-第一功率单元、2-第二功率单元、3-第三功率单元、4-第四功率单 元、5-第五功率单元、6-第六功率单元、7-第七功率单元、8-第八功率单元、9- 第九功率单元、10-移相变压器、11-熔断器、12-双向PWM变流器、13-直流滤波 电容器、14-H桥逆变器、15-电抗器、100-一次绕组、101-第一二次绕组、102- 第二二次绕组、103-第三二次绕组、104-第四二次绕组、105-第五二次绕组、106- 第六二次绕组、107-第七二次绕组、108-第八二次绕组、109-第九二次绕组。

具体实施方式

一种高压变频器直流母线电容容量最小化装置，包括：移相变压器10、一 次绕组100、第一二次绕组101、第一功率单元1、第二功率单元2、第三功率单 元3；其特征在于：

移相变压器10设有一次绕组100一组，接成星形或角形；设有二次绕组 九组，分为三部分：第一二次绕组101、第二二次绕组102、第三二次绕组103 组成第一部分；第四二次绕组104、第五二次绕组105、第六二次绕组106组成 第二部分；第七二次绕组107、第八二次绕组108、第九二次绕组109组成第三 部分，每部分中三组二次绕组对应的线电压有相同的相位。

一次绕组100与三相电源相连接。

第一二次绕组101的三个输出端与第一功率单元1的三个输入端相连接； 第二二次绕组102的三个输出端与第二功率单元2的三个输入端相连接；第三二 次绕组103的三个输出端与第三功率单元3的三个输入端相连接。

第四二次绕组104的三个输出端与第四功率单元4的三个输入端相连接；第 五二次绕组105的三个输出端与第五功率单元5的三个输入端相连接；第六二次 绕组106的三个输出端与第六功率单元6的三个输入端相连接。

第七二次绕组107的三个输出端与第七功率单元7的三个输入端相连接；第 八二次绕组108的三个输出端与第八功率单元8的三个输入端相连接；第九二次 绕组109的三个输出端与第九功率单元9的三个输入端相连接。

第一功率单元1、第二功率单元2、第三功率单元3、第四功率单元4、第五 功率单元5、第六功率单元6、第七功率单元7、第八功率单元8、第九功率单 元9九个功率单元结构相同，每个功率单元的H桥逆变器都有两个交流输出端， 第一功率单元1、第四功率单元4和第七功率单元7的交流输出端依次串联， 组成高压变频器交流输出中的一相；第二功率单元2、第五功率单元5和第八 功率单元8的交流输出端依次串联；第三功率单元3、第六功率单元6和第九 功率单元9的交流输出端依次串联，分别组成高压变频器交流输出中的另外两 相；每相的一个对应端连接在一起，构成星形连接，每相的另一端与三相负载 的一个输入端相连接，构成高压变频器三相交流输出端与三相交流负载三个输 入端相连。

所述的第一功率单元1内部结构包括熔断器11、IGBT构成的双向PWM变流 器12、直流滤波电容器13、IGBT构成的H桥逆变器14及连接电抗器15。其中 双向PWM变流器12的三个输入端经连接电抗器15及熔断器11与移相变压器10 中对应的一组二次绕组接连；双向PWM变流器12的两个输出端与直流滤波电容 器13两端及H桥逆变器14输入端并连。

所述的第二功率单元2、第三功率单元3、第四功率单元4、第五功率单元 5、第六功率单元6、第七功率单元7、第八功率单元8、第九功率单元9内部结 构与第一功率单元1相同。

每一相的功率单元数量不限于3个，每一相实际所需要的功率单元数量按照 高压变频器的电压等级设置。

一种高压变频器直流母线电容容量最小化控制方法，其步骤如下：

A、通过现有的传统检测技术，检测功率单元中双PWM整流器输入侧的三相 电压及三相电流的大小和相位。

B、利用矢量控制原理进行座标变换，将电机电压矢量U1的位置定位为d-q 坐标系中的d轴，超前90电角度的位置定为q轴，则输入电流中的无功分量及 有功分量均可确定。

C、通过现有的传统检测技术，检测功率单元中H桥逆变器输出侧的电流； 将H桥逆变器的参考正弦波电压与H桥逆变器输出侧电流相乘，得到H桥逆变器 输出功率；将H桥逆变器输出功率除以双PWM整流器输入侧的d轴电压，经低通 滤波滤去谐波后可得到H桥逆变器输出电流中的有功分量。

D、串联H桥高压变频器在运行时，必须维持滤波电容器上的直流电压为设 定值；利用现有的传统检测技术，检测功率单元中直流侧滤波电容器上的直流电 压，与设定值比较后经PI调节得到直流侧电流的设定值。

E、为了使通过直流侧母线滤波电容器的电流接近于零，并保持直流母线上 的电压接近恒定，必须迫使功率单元中双PWM整流器输入侧的所需要的有功电流 等于H桥逆变器输出有功电流与直流侧电流设定值之和。

F、为了提高串联H桥高压变频器的功率因数，在通常情况下双PWM整流器 输入侧的无功电流设定值为零，无功电流的实测值与设定值(设定值为零)比较 后，经PI调节得到双PWM整流器输入侧的无功电流的指令值。

G、双PWM整流器输入侧的有功电流实测值与的所需要的有功电比较后，经 PI调节得到双PWM整流器输入侧的有无功电流的指令值。

H、根据双PWM整流器电路原理，通过计算，由上述步骤F和步骤G所得到 的有功电流给定值和无功电流给定值可得到d轴及q轴指令电压。

I、根据步骤H所得到的d轴及q轴给定电压，经坐标变换后，可得到双PWM 整流器所需要的产生三相PWM的参考正弦电压。

下面结合图4，详细说明本发明的实施方法：

1、图3中，u_a、u_b、u_c分别为双PWM整流桥的三相输入相电压，i_a、i_b、i_c分 别为双PWM整流桥的三相输入电流。作坐标变换，由三相abc固定坐标系变 换到二相dq同步旋转坐标系，变换矩阵为

式(1)中，θ为综合电压矢量与α轴夹角，可得

$\left(\begin{array}{c}{u}_d\\ u_q\end{array}\right)=c\left(\begin{array}{c}{u}_a\\ u_b\\ u_c\end{array}\right)=\left(\begin{array}{c}\sqrt{3}{u}_1\\ 0\end{array}\right)---\left(2\right)$

即$\left(\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{zd}}=u_d=\sqrt{3}{u}_1\\ u_{\mathrm{zq}}=u_q=0\end{array}\right)---\left(3\right)$

式(3)中，u₁为双PWM整流输入相电压的有效值。

同理可得

$\left(\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right)=c\left(\begin{array}{c}{i}_a\\ i_b\\ i_c\end{array}\right)---\left(4\right)$

2、图3中，u_dc为功率单元直流母线直流电压，i_H为H桥逆变器的输出电流，为H桥逆变器的参考正弦电压。H桥逆变器输出的瞬时功率为

$P_H=u_H^{*}{i}_H---\left(5\right)$

对式(5)求平均值，可得H桥逆变器输出的有功功率为

$P_{\mathrm{Hout}}=\frac{1}{T}{\int }_0^T{P}_H\mathrm{dt}---\left(6\right)$

式(6)中T为基波周期。式(6)也可用低通滤波器实现。

3、功率单元中，双PWM整流桥的输入功率为

P_z＝u_Di_d                            (7)

式(7)中u_D电源电压，i_d为直轴电流。由式(7)可知，H桥逆变器中输出 电流的有功分量为

$i_{\mathrm{Hd}}^{*}=\frac{P_{\mathrm{Hout}}}{u_{\mathrm{zd}}}---\left(8\right)$

4、高压变频器在运行时，应当维持直流母线上滤波电容器两端电压给定值为此，利用PI调节器调节电压误差信号PI调节器输出为 维持直流母线电压所需要的有功电流

5、双PWM整流桥所需要的输入的有功电流应为及之和

即$i_d^{*}=i_{\mathrm{Hd}}^{*}+i_{\mathrm{dc}}^{*}---\left(9\right)$

实测电流i_d与之差值为经PI调节后，得到双PWM整流器有 功电流的指令值i_dg。

6、通常情况下，希望双PWM整流器输入侧的功率因数为1，即无功电流的给定 值实测的无功电流为i_q，无功电流的差值为经PI调节 后，得到双PWM整流器无功电流的指令值i_qg。

7、在同步坐标系下，忽略连接电抗器的电阻，则双PWM整流桥的电压方程为

$\left(\begin{array}{c}L\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{dg}}}{\mathrm{dt}}-\omega {\mathrm{Li}}_{\mathrm{qg}}=u_D-u_{\mathrm{dg}}\\ L\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{qg}}}{\mathrm{dt}}+\omega {\mathrm{Li}}_{\mathrm{dg}}=-u_{\mathrm{qg}}\end{array}\right)---\left(10\right)$

由式(10)及已知参数，可求出u_dq及u_qg。

8、经dq坐标到abc坐标变换，可求得双PWM整流桥的生成PWM所需的参考电压 为

$\left(\begin{array}{c}{u}_a^{*}\\ u_b^{*}\\ u_c^{*}\end{array}\right)=c^{-}\left(\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{dg}}\\ u_{\mathrm{qg}}\end{array}\right)---\left(11\right)$